中国石油大学电力电子课程设计

1、电力电子课程设计报告 班级：电气1201班 学号：_ 姓名：_ 目录 一、课程设计的目的 二、课程设计的要求 三、课程设计的原理 四、课程设计的思路及参数计算 五、电路的布局与布线 六、调试过程遇到的问题与解决办法 七、课程设计总结 一、课程设计的目的 （1）熟悉Power MosFET的使用； （2）熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的应用； （3）增强设计、制作和调试电力电子电路的能力。 二、课程设计的要求 本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的反击式开关电源。 电源输入电压：180V 电源输出电压电流：11V/1A 9V/1A 电路板：万用板手焊。 三、课程设计原

2、理 1 、引言 电力电子技术有三大应用领域：电力传动、电力系统和电源。在各种用电设备 中，电源是核心部件之一，其性能影响着整台设备的性能。电源可以分为线性电源 和开关电源两大类 线性电源是把直流电压变换为低于输入的直流电压，其工作原理是在输入与输 出之间串联一个可变电阻（功率晶体管） ，让功率晶体管工作在线性模式，用线性 器件控制其“阻值”的大小，实现稳定的输出，电路简单，但效率低。通常用于低 于10W的电路中。通常使用的 7805、7815等就属于线性电源。 开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断状态，在这两种状态中，加在功率 晶体管上的伏 - 安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断

3、时，电压高， 电流小），所以开关电源具有能耗小、效率高、稳压范围宽、体积小、重量轻等突 出优点，在通讯设备、仪器仪表、数码影音、家用电器等电子产品中得到了广泛的 应用。反激式功率变换器是开关电源中的一种，是一种应用非常广泛的开关电源。 2、基本反激变换器工作原理 基本反激变换器如图 1 所示。假设变压器和其他元件均为理想元器件，稳态工 作下。 图 1 反激变换器的原理图 电路工作过程如下：当 M1导通时，它在变压器初级电感线圈中存储能量，与 变压器次级相连的二极管 VD处于反偏压状态，所以二极管 VD截止，在变压器次级 无电流流过，即没有能量传递给负载；当M1截止时，变压器次级电感线圈中的电

4、压极性反转，使 VD导通，给输出电容 C充电，同时负载 R上也有电流I流过。M1 导通与截止的等效拓扑如图 2 所示。 （A） （B） 图 2 反激变换器的两种工作状态 反激变换器的工作过程大致可以看作是原边储能和副边放电两个阶段。原边电 流和副边电流在这两个阶段中分别起到励磁电流的作用。如果在下一次M导通之前, 副边已经将磁路的储能放光，即副边电流为零，则称变压器运行于断续电流模式 （DCM,反之，则在副边还没有将磁路的储能放光，即在副边电流没有变为零之前， Q又导通，则称变压器运行于连续电流模式（CCM。通常反激变换器多设计为断续 电流模式（DCM下。 当变换器工作在 CCMF时，输出与输

5、入电压、电流之间的关系如下: Uo = M Ug， |g=M|a，其中 M=N1D3T n=NP。 当变换器工作在 DCMF时，上述关系仍然成立，只不过此时的增益M变为: m=U.= dd K=2Lmf 可以看出，改变幵关器件 Q的占空比和变压器的匝数比就可以改变输出电压 3、反激变换器的吸收电路: 由于在实际中反激变换器存在各种寄生参数，如变压器的漏感，幵关管的源漏 极电容。在这种情况下，反激变换器是不能可靠工作的。 所以为了让磁通可靠复位, 加了 RC吸收电路。其图如下所示： （a） （b） 图3吸收电路 4、反激变换器的系统结构 反激式变换器的系统结构示意图如图所示。由图中可以看出，一个

6、AC输入DC输出 的反激式变换器主要由如下五个部分组成：输入电路、变压器、控制电路、输出电 路和吸收电路。输入电路主要包括整流和滤波，将输入的正弦交流电压变成直流， 而输出电路也是整流和滤波，是将变压器副边输出的方波电压单向输出，且减少输出电压的纹波。所以，反激变换器的关键在于变压器和控制电路的设计。这也是本 次课程设计的重点。 图4反激变换器的系统结构简图 四、课程设计的思路及参数计算 在本次实习中提供的变压器的铁芯是EE28铁氧体铁芯，其在25摄氏度 的磁导率为Bmax_25 0.5T，铁芯的初始磁导率为2300u。o 变压器选择的相关参数包括：原副边匝数比、原边匝数、副边匝数和气 隙，本

7、次试验中用到的变压器的绕组的漆包线已经给定，无需选择。 (1) 根据输入的最高直流电压和幵关管Q的耐压确定原副边匝数比： U g=1-4U 2 = 1-4 220=308V , U q=600V , =80% o M = Ns 2 Uq 1-3Ug 1-3Uo 1 2 = 600 1.3 1.310 308 1 =5.558 这是匝数比的上限值，匝比只能比这个小，不能比其大。 Np Ns =5. 这就求得了最大占空比，即最大导通时间 为了保证电路工作于 DCM模式，磁路储能和放电的总时间应控制在0.8T 以内，所以： =3=.1215 取 D=0.1 o (2) 原边匝数的计算： 根据磁芯，得

8、到有效的导磁截面积 a，则原边匝数应保证在最大占空比时磁路仍不 饱和。电压冲量等于磁路中磁链的变化量， 取幵关频率为75KHz,25 下Bmax为0.5T Np U g D maxT 308 0.1215 Bmax Ae 3 75 1012.304，真正的原边匝数必须比这个值大, 0.5 80.9 10 才可能让磁路不饱和。通常取2倍的上述值，则取 Np 25 （3）副边匝数的计算 根据上面两步的结果，很容易求出副边匝数Ns 5。 （4）辅助绕组的计算 辅助绕组计算与副边绕组的计算方法一样，由于输出10v，供电输出12v。则得到 Ns1 6 （5）气隙长度的计算: 原边的峰值电流为Isp 2P

9、o UgD 2 10 1.5 80% 308 0.1 1.2175A 则初级电感为 求出气隙长度为：Lg =0.16mm 0 A Al lie r 410 7 80.9 10 6 3.365 10 4 252 51.4 10 3 2300 1.664 10 4m 变压器制作过程中可取三层卫生纸（每层0.05mm）作为气隙 图5功率变压器磁路示意图 6、控制系统的设计 （1）振荡器： 振荡器的频率有定时元件 Rt，Ct决定，f匸8，我们小组的频率选为 75KHZ初始Rt=122Q，Ct取104,。（实验中有改动，改为Rr =1200欧姆，CT取103） （2）电压误差放大器: 在本次实习中在输入

10、与输出的隔离开关电源中，为了减小误差，通常采用外置 电压环，即将 U3845 的内部误差放大器旁路掉，由外部电压环的输出通过补偿输入 引脚决定电流参考。 （ 3）电流比较器 : 电流比较器的门槛值 Verror 有误差放大器的输出给定，当电压误差 放大器显示输出电压太低时，电流的门槛值就增大，使输出到负载的能量增加，反 之也一样。 电流型控制的优点是本身具有过流保护功能，电流比较器实现对电流的逐周限 制，属于一种恒功率过载保护方法，即维持供给负载的恒功率。 整个控制部分的原理图如下所示： 图6 UC3845控制原理示意图 几个重要器件的介绍 : （1）UC3845 UC384芯片为SO8或 S

11、O1管脚塑料表贴元件。专为低压应用设计。其欠压锁定 门限为8.5v （通），7.6V （断）；电流模式工作达500千赫输出幵关频率；在反激式 应用中最大占空比为 0.5; 输出静区时间从 50%70%可调；自动前馈补偿；锁存脉宽 调制，用于逐周期限流；内部微调的参考源；带欠压锁定；大电流图腾柱输出；输 入欠压锁定，带滞后；启动及工作电流低。 芯片管脚图及管脚功能如图 1所示。 图7 UC3845芯片管脚图 1脚：输出 / 补偿，内部误差放大器的输出端。通常此脚与脚2之间接有反馈网 络，以确定误差放大器的增益和频响。 2脚：电压反馈输入端。 此脚与内部误差放大器同向输入端的基准电压 （2.5 V

12、） 进行比较，调整脉宽。 3脚：电流取样输入端。 4脚：RT/CT振荡器的外接电容 C和电阻R的公共端。通过一个电阻接 Vref通 过一个电阻接地。 5脚：接地。 6脚：图腾柱式PWM输出，驱动能力为土 1A. 7脚：正电源脚。 8脚：V ref，5V基准电压，输出电流可达 50mA. （2）TL431 TL431 是一个良好的热稳定性能的三端可调分流基准源。外部有三极分 别为：阴极（CATHODE阳极（ANOD）参考端（REF。 其芯片体积小、基准电 压精密可调，输出电流大等优点，所以可以用来制作多种稳压器件。 其具体功能可用图 4.14 的功能模块示意。由图可看出， VI 是一个内部的 2

13、.5V基准源，接在运放的反相输入端。由运放特性可知，只有当REF端的电压十分 接近VI时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF端电压的 微小变化，通过三极管，电流将从1到100mA变化。 图8 TL431 的功能模块示意图 在幵关电源设计中，一般输出经过 TL431 （可控分流基准）反馈并将误 差放大， TL431 的沉流端驱动一个光耦的发光部分，而处在电源高压主边的 光耦感光部分得到的反馈电压，用来调整一个电流模式的PWM6制器的幵关 时间，从而得到一个稳定的直流电压输出。 （3）PC817 PC817是一个比较常用的光电耦合器，内部结构如图4.15所示，其中脚1为 阳极，

14、脚 2为阴极，脚 3为发射极，脚 4为集电极。 在幵关电源中，当电流流过光二极管时，二极管发光感应三极管，对输出进 行精确的调整，从而控制 UC3842的工作。同时PC817光电耦合器不但可起到反 馈作用还可以起到隔离作用。 图4.15 PC817内部框图 7、UC3845的主要外围电路设计 (1)供电 308 8.5 Ra1 1 10 3 299.5K ,初始取 Ra1 =300KQ ,（后修改为 Ra1 250K ） 50 电流检测 接在功率MOSFE源极上的电流检测电阻大概值为: Rs U smax !0.5749 ，取 Rs 0.5。 I pk 1.2175 在测试时，如果发现在最小输

15、入电压下，电源无法提供满载功率，就需要减小该电 阻值。 (3) 电压反馈控制 电压反馈环节要与输入电压和控制IC隔离，常用光隔离器进行隔离。 5V R1 5mA 1K ,要求流过二极管的最大电流为： f max 1mA 5mA 0.8 7.5mA,所以, R2 Uo ka min 7.5 10 1.2 2.5 7.5mA 0.84K R2 Uo Uf U ka min 10 1.2 2.5 50mA 0.126K 取 r20.5K 取 R3 150o R6 Uref 2.5V EK 200uA 200uA 在此范围内取值，则 R6 10K R6 12 R5 (Uo U ref) Uref 10

16、 2.5 2.5 36K则取 R5 30K 五、电路的布局与布线 六、调试过程遇到的问题与解决办法 1、初次焊接成功后，空载输出稳定，并通过反馈电阻调整好电压，但是 上电之后烧毁稳压管，更换后，空载也烧稳压管，更换 15V稳压管后不 再烧，但是没有输出，经检验后同名端测反（存疑，不一定反了） ，改 线路后，第一次空载有输出。 2、插针距离保险丝太近，测输入电压时短接，烧毁保险丝，更换。 3、更换保险丝后，输出不稳定，一上电后，立即达到给定值，但是过几秒 之后，开始衰减。经测试，发现辅助绕组不起作用，芯片的供电全由Ug 提供，充电到给定电位后，电容开始放点导致芯片不工作，输出电压衰 减。经过排查

17、，发现是焊接时翻转板子，变压器松动导致辅助绕组接触 不良。 4、重新插好变压器之后，测量输出，发现反馈特别不稳定，推测可能是反 馈电流的滤波电容太小，不能有效平波，更换成 473电容。 5、更换电容之后，再测时没有输出了。可能由于焊接电容时使整块板子有 了变化。经仔细排查之后，发现，近线圈侧的5822二极管被击穿短路。 6、更换5822后再次测试，一开始有输出，但随后立即又下降至零，检查 发现 5822 又烧坏，多次更换，均是如此。其中一次测试的时候，用万 用表一直检测5822两端电压，发现只是到了 13V二极管就已经烧毁了， 于是猜测是由于电流过大导致的。但是多次更换，均比第一次更容易击 穿

18、，于是猜测旁边的电容可能坏掉了。更换电容，果然 5822 没有再烧 毁，并且有了输出。是时已经是晚上 0:00，作罢，等第二天进一步测试。 7、第二天，对板子空载进行测试，输入电压从 50V变到90V时，其中一路 输出从9V变化到了 14V,另一路从11V变成了 16V,怕烧坏元件，卸载 寻找问题。此问题未解决。 &重新进行测试，第一次时，稳压管在 13V和0V之间进行跳动，变化速 度很快，卸载，重新加载进行第二次测试，稳压管两端一直0.2V，一路 输出0V, 路0.2V。检测发现5822又烧坏了。 9、把辅助绕组重焊，更换两个电容，空载有输出，但是时间稍一长，绕组 侧 5822 二极管又被烧

19、坏，电容也损坏了。 10、 将5822更换为超耐压的FR307,断开无用路的输出（一路输出都没有， 不用说两路，于是我们打算先做出一路的再说） ，一上电就烧了保险丝。 这说明之前烧元件确实被并不是因为电压过高，而是电流过大。在提高 了辅助绕组的耐受能力之后，主电路变得相对薄弱，被烧毁。 11、重新测试，发现同名端又错了（可能一开始是对的，但是改错了） ，改 回同名端。加压后，第一次将控制电路相关元件烧毁（开关管 22欧 1K 欧 1 欧电阻）。 12、更换元件，重新测量，加压之后发现输出电压过高，调整了反馈电阻的 大小，将电压调整到相应值，空载电路正常工作，输出电压稳定。慢慢 将输入电压从50V升高，调节的180V的时候，电