2021车载逆变电源设计

1、车载逆变电源设计目录1引言 (1)2基本资料和数据 (1)3电路的基本结构 (2)4具体电路设计 (3)4.1控制芯片介绍 (3)4.2 DC/DC变换 (6)4.3 DC/AC变换 (7)4.4 保护电路设计及调试过程中的一些问题 (9)4.5 功率因素校正 (11)4.6 试验结果及输出波形 (12)5 结语 (13)6 参考文献 (13)车载逆变电源设计摘要：此设计提出了一种低成本的方波车载逆变电源的基本原理和制作方案，PWM控制电路采用SG3524芯片，根据无源逆变的原理，运用采用单相全桥逆变电路工作方式，从而实现把直流电源（12V）转换成稳定的交流电源（320V，50HZ），并对负载

2、进行供电。关键字：车载逆变电源 SG3524 逆变保护电路1引言汽车内部的供电系统是由蓄电池提供的12V（或24V）的直流电，随着汽车的普及以及汽车上的用电设备越来越多，例如手提电脑、设计充电器、小型电视等，但是这些电器都是用交流电。如果能将蓄电池提供的直流电转换成稳定的交流电输出，将对人们在户外使用这些设备带来极大的方便，本文将介绍一种简但易行的车载逆变电源的设计方法。2基本资料和数据蓄电池（+12V 容量90A.h）输入电压（蓄电池的输出电压）12V DC输出电压：320V 50Hz 正弦交流电压SG3524控制芯片工作电压范围为8V35VIRF740最高耐压400V，电流10A，功耗12

3、5WIR2110开关频率为50Hz元器件明细表：表13电路的基本结构本逆变电源输入端为蓄电池（12V，容量90Ah），输出端为工频方波电压（50Hz，320V）。其结构框图如图1所示。图1 方波逆变器的结构框图如上图所示：主电路主要由控制电路、DC-AC高频升压逆变转换模块、AC-DC整流模块、逆变桥逆变、欠压保护、过流保护、工频LC滤波电路等部分组成。目前，构成DC/AC逆变的新技术很多，但是考虑到具体的使用条件和成本以及可靠性等因素，本电源仍然采用典型的二级变换，即DC/DC变换和DC/AC逆变。首先由DC/DC变换将DC12V电压逆变为高频方波，经高频升压变压器升压，再整流滤波得到一个稳

4、定的约320V直流电压；然后再通过DC/AC变换以及方波逆变的方式，将稳定的直流电压逆变成有效值稍大于320V的方波电压；最后经过LC工频滤波得到有效值320V频率为50Hz的交流电压，以驱动负载。4具体电路设计4.1控制芯片介绍电路中使用了一块SG3524开关稳压电源控制芯片，在本电路中将其应用为方波发生器，驱动功率管完成直流到交流电的逆变过程。SG3524是由美国硅通公司生产的双端输出式脉宽调制器（PWM），国产型号是CW3524。它属于双极型工艺制车的模拟与数字混合式集成电路，内部包含了双端输出所必须得各种基本电路，具有输出限流,开关频率可调,误差放大,脉宽调制比较器和关断电路,其产生P

5、WM方波所需的外围线路很简单。当脚11与脚14并联使用时,输出脉冲的占空比为095,脉冲频率等于振荡器频率的1/2。当脚10（关断端）加高电平时,可实现对输出脉冲的封锁,与外电路适当连接,则可以实现欠压、过流保护功能。利用SG3524内部自带的运算放大器调节其输出的驱动波形的占空比D，使D50，然后经过CD4011反向后，得到对管的驱动波形的DSG3524型脉宽调制器的工作原理SG3524采用DIP-16封装，其内部框图如图2所示，主要包含一下几部分：（1）+5V 稳压器和基准电源；（2）振荡器；（3）误差放大器；（4）PWM比较器；（5）限流比较器；（6）二分频触发器；（7）或非门；（8）输

6、出驱动管；（9）关断电路。各引脚功能如下：第1、2脚分别为误差放大器的反相输入端与同相输入端。第3脚是振荡器输出端。第4、5脚依次是限流比较器检测端。第6、7脚分别接定时电阻（Rr）和定时电容（Cr）。第8脚为接地端。第9脚为误差放大器的频率补偿端。第10脚为关断电路控制端，改变此脚电位就可控制PWM 的通断。第11、14脚为输出管VA 、VB 的发射极。第12、13脚为输出管的集电极。第15脚为电源输入端，接+5+30V 。第16脚为5V 基准电压引出端。 稳压器与基准电压源实质上是一个小功率串联调整式稳压器，输出电压为+5V ，向芯片内各单元供电，也对外提供基准电压，最大输出电流为20mA

7、 。振荡器一方面产生幅度为0.63.6V 的连续锯齿波电压U1、直接输入到脉宽调制器的同相输入端，另一方面又向触发器和或非门提供一个同步方波U2，并从3脚输出。震荡频率f 由下式决定：f =TTCR 18.1取样电压和基准电压分别接入管脚1和2，经误差放大器放大后，输出电压U1，接入PWM 调制器反相输入端，与其同相输入端的锯齿波电压进行比较，输出一个宽度受控制电压U3调制的方波脉冲U4，送至两个或非门的输入端，同时来自振荡器的同步方波脉冲U2经二分频触发器输出两路相位互差 180的方波脉冲也送至两或非门的输入端。因触发器由二分频作用，故开关频率2f f。或非门为三路输入信号，它们分别是触发器

8、、振荡器和PWM 比较器的输出信号，其特点是：只有三路输入信号均为低电平时，输出才为高电平，工作波形如图3所示。由波形图可见，触发器的两路输出脉冲互补，但在两路输入脉冲间至少存在有宽度为0.55微秒的同步方脉冲U2，从而保证两个或非门脉冲错开一定角度，不会造成输出管“类同导通”现象，双管输出时每路占空比的调节范围是045%，当电源出于异常或出于某种需要，在第10脚加大于0.7V 的电压，就能使关断电路中的晶体管饱和，所U3拉成低电平使PWM 输出高电平，VA 、VB 因没有输出脉冲而截止。第10脚为低电平时，PWM 恢复正常工作。 SG3524的内部结构框图（图2）和工作波形图（图3）2385

9、4976图2 SG3524内部结构框图 t tt t t t t 0U1U3U2U4UBUQ 图3 SG3524的工作波形图 4.2 DC/DC 变换由于变压器原边电压比较低,为了降低成本,提高变压器的利用率,DC/DC 变换如图4所示，采用推挽式电路，原边中心抽头接蓄电池，两端用开关管控制，交替工作，可以提高转换效率。而推挽式电路用的开关器件少,双端工作的变压器的体积比较小,可提高占空比,增大输出功率。双端工作的方波逆变变压器的铁心面积乘积公式为：DKjfKeKcBmPo AeAc )1(+=（1）公式中：Ac(m2)为铁心的窗口面积 Ae(m2)为铁心横截面积 j(A/m2)为导线的平均电

10、流密度 Ke 为铁心截面的有效系数 Kc 为铁心的窗口利用系数 Po 为变压器的输出功率为占空比 K 是波形系数f 为逆变频率 Bm 为最大磁通量 图4 DC/DC 变换结构图 变压器原边的开关管S1和S2均采用5只IRF3205并联，之所以并联，主要是因为在逆变电源接入负载时，变压器原边的电流相对较大，并联可以分流，并可以有效地减少开关管的功耗，不至于造成管子损坏。4.3 DC/AC变换如图5所示，DC/AC变换采用单相输出，全桥逆变形式，为减小逆变电源的体积，降低成本，输出使用工频LC滤波。由4个IRF740构成桥式逆变电路，IRF740最高耐压400V，电流10A，功耗125W，利用半桥

11、驱动器IR2110提供驱动信号，其输入波形由SG3524提供，同理可调节该SG3524的输出驱动波形的DR0IR2110图5 DC/AC逆变电路结构IR2110是IR公司生产的大功率MOSFET和IGBT专用驱动集成电路，可以实现对MOSFET和IGBT的最优驱动，兼有光耦隔离和电磁隔离的优点，同时还具有快速完整的保护功能，可以提高控制系统的可靠性，减少电路的复杂程度。是中小功率变换装置中驱动器件的首选。V VSBCC 图6 IR2110内部框图LO（引脚1）:低端输出 COM（引脚2）:公共端Vcc（引脚3）:低端固定电源电压 Nc（引脚4）: 空端Vs（引脚5）:高端浮置电源偏移电压 VB

12、 (引脚6):高端浮置电源电压HO（引脚7）:高端输出 Nc（引脚8）: 空端VDD（引脚9）:逻辑电源电压 HIN（引脚10）: 逻辑高端输入SD（引脚11）:关断 LIN（引脚12）:逻辑低端输入Vss（引脚13）:逻辑电路地电位端，其值可以为0VNc（引脚14）:空端IR2110的内部结构和工作原理框图如图6所示。图中HIN和LIN为逆变桥中同一桥臂上下两个功率MOS的驱动脉冲信号输入端。SD为保护信号输入端，当该脚接高电平时，IR2110的输出信号全被封锁，其对应的输出端恒为低电平；而当该脚接低电平时，IR2110的输出信号跟随HIN和LIN而变化，在实际电路里，该端接用户的保护电路的

13、输出。HO和LO是两路驱动信号输出端，驱动同一桥臂的MOSFET。IR2110的自举电容选择不好，容易造成芯片损坏或不能正常工作。VB和VS之间的电容为自举电容。自举电容电压达到8.3V以上，才能够正常工作，要么采用小容量电容，以提高充电电压，要么直接在VB和VS之间提供1020V的隔离电源，本电路采用了1F的自举电容。为了减少输出谐波，逆变器DC/AC部分一般都采用双极性调制，即逆变桥的对管是高频互补通和关断的。逆变桥逆变：逆变桥部分，采用IGBT作为功率开关管。由于IGBT寄生电容和线路寄生电感的存在，同一桥臂的开关管在开关工作时相互会产生干扰，这种干扰主要体现在开关管门极上。如图3实际电

14、路中，IR2110的输出推挽电路,这个电压尖刺幅值随母线电压VB、VS 和负载电流的增大而增大，可能达到足以导致T2瞬间误导通的幅值，这时桥臂就会形成直通，造成电路烧毁。同样地，当T2开通时，的门极也会有电压尖刺产生。带有门极关断箝位电路的驱动电路通过减小RS和改善电路布线可以使这个电压尖刺有所降低，但均不能达到可靠防止桥臂直通的要求。本文将提出一种门极关断箝位电路，通过在开关管驱动电路中附加这种电路，可以有效地降低上述门极尖刺。门极关断箝位电路由MOSFET管MC1和MC2,MC1门极下拉电阻RC1和MC2门极上拉电阻RC2组成。实际上该电路是由MOSFET构成的两级反相器。当MC1门极为高

15、电平时，MC1导通，MC2因门极为低电平而关断，不影响功率开关管的正常导通；当MC1门极为低电平时，MC1关断，MC2因门极为高电平而饱和导通，从而在功率开关管的门极形成了一个极低阻抗的通路，将功率开关管的门极电压箝位在0V，基本上消除了上文中提到的电压尖刺。在使用这个电路时，要注意使MC2D、S与功率开关管GE间的连线尽量短，以最大限度地降低功率开关管门极寄生电感和电阻。在电路板的排布上，MC要尽量靠近功率开关管，而MC1,RC1和RC2却不必太靠近MC2，这样既可以发挥该电路的作用，也不至于给电路板的排布带来很大困难。可以看到在门极有一个电压尖刺，这个尖刺与门极脉冲的时间间隔刚好等于死区时

16、间，由此可以证明它是在同一桥臂另一开关管开通时产生的。此时电压尖刺基本消除。通过实验验证，该电路确实可以抑制和消除干扰，有一定的使用价值，可以提高电路的可靠性4.4 保护电路设计及调试过程中的一些问题保护电路由欠压保护电路和过流保护电路构成。欠压保护电路如图7所示，它监测蓄电池的电压状况，如果蓄电池电压低于预设的10.8V，保护电路开始工作，使控制器SG3524的脚10关断端输出高电平，停止驱动信号输出。图7中运算放大器的正向输入端的电压由R1和R3分压得到，而反向输入端的电压由稳压管箝位在7.5V，正常工作的时候，由三极管V导通，IR2110输出驱动信号，驱动晶闸管正常工作，实现逆变电源的设

17、计。当蓄电池的电压下降超过预定值后，运算放大器开始工作，输出跳转为负，LED灯亮，同时三级管V截止，向SG3524的SD端输出高电平，封锁IR2110的输出驱动信号。此时没有逆变电压的输出。+12VR过流保护电路如图8所示，它监测输出电流状况，预设为1.5A。方波逆变器的输出电流经过采样进入运算放大器的反向输入端，当输出电流大于1.5A后，运算放大器的输出端跳转为负，经过CD4011组成的R S触发器后，使三级管V1基级的信号为低电平，三级管截止，向IR2011的SD1端输出高电平，达到保护的目的。 调试过程遇到的一个较为重要的问题是关于IR2110的自举电容的选择。IR2110的上管驱动是采

18、用外部自举电容上电，这就使得驱动电源的路数大大减少，但同时也对VB 和VC 之间的自举电容的选择也有一定的要求。经过试验后，最终采用1F 的电解电容，可以有效地满足自举电压的要求。4.5 功率因素校正低功率因数电源存会使电网波形畸变，线路损耗加大，低供电系统的功率因数，低用电设备的使用寿命，扰仪器仪表，计算机无法正常工作等.在低功率（P恒频控制技术 PFC 电路的开关频率保持不变，而且PWM 控制输出的控制脉冲的占空比在半个工频周期内保持不变。 VT 导通时，电感电流的峰值: 若在半个工频周期内Ton 和Tdon 均为恒定值，则输入电流的峰值与输入电压成正比，电流的平均值与电压相位相同。当Tdon 恒定时，则输入电压与输入电流的比值恒定，从而实现PF=1。()i p v t i T onL 但在实际电路中Tdon在半个工频周期内并不恒定，导致了平均输入电流存在一定程度的畸变。提高输入电压和输出电压的峰值比值，可以减小电流的畸变程度。4.6 试验结果及输出波形DC/DC变换输出电压稳定在320V,控制开关管的半桥驱动器IR2110开关频率为50Hz，实验的电路波形如图7图14所示。图9 IR2110下管的驱动波形图10 IR2110上管驱动