（电机与电器专业论文）无速度传感器感应电机矢量控制系统的相关问题研究.pdf

r e s e a r c h e so nt h er e l a t e dq u e s t i o n so ft h es p e e ds e n s o r l e s s v e c t o rc o n t r o l l e di n d u c t i o nm o t o r s y s t e m a b s t r a c t i n d u c t i o nm o t o rv e c t o rc o n t r o l s y s t e m a sac o n t r o lp r o g r a mh a sb e e n s u c c e s s f u l l ya p p l i e d t h es p e e ds e n s o r l e s sv e c t o rc o n t r o ls y s t e mn o to n l yg e tr i d o ft h el i m i t a t i o no ft h es p e e ds e n s o r ，b u ta l s oh a v em a n ya d v a n t a g e ss u c ha s ，s i m p l e s t r u c t u r e ，e x c e l l e n tp e r f o r m a n c e ，l o wc o s ta n ds oo n i nr e c e n ty e a r s ，t h e s e n s o r - l e s sv e c t o rc o n t r o ls y s t e mh a sb e e no n eo ft h eh o ta r e a so ft h ea cd r i v e r e s e a r c ha n dd e v e l o p m e n t t h i sp a p e rp e r c e n t sa ne f f e c t i v em e t h o do fp a r a m e t e r i d e n t i f i c a t i o nw h i c hb a s e do nt h es e n s o r l e s si n d u c t i o nm o t o rv e c t o rc o n t r o ls y s t e m t h i sm e t h o dc a ni d e n t i f yt h ew h o l ep a r a m e t e r so fi n d u c t i o nm o t o rb e f o r ei t ss t a r t w o r k i n gw i t h o u tt h el o c k e d r o t o re x p e r i m e n ta n dn o - l o a de x p e r i m e n t m o r e o v e r ， p e r c e n t san e wo b s e r v e r - b a s e ds o u r c ev o l t a g eu n b a l a n c ec o n t r o lm e t h o di np w m v o l t a g e - s o u r c ec o n v e r t e rw h i c ha p p l i e di nt h ev e c t o rc o n t r o ls y s t e m t h em e t h o d e x t r a c t st h ep o s i t i v es e q u e n c ea n dn e g a t i v es e q u e n c ef r o mt h ea ct h r e e p h a s e c u r r e n tw h i c hc o m p e n s a t et h eq a x i sc u r r e n tc o m m a n dv a l u e t h e2 “dh a r m o n i c s w e r ee l i m i n a t e da n dt h eu n b a l a n c e di n p u tc u r r e n t sw e r ec o m p e n s a t e db yt h i sn e w c o n t r o lm e t h o d ，r e s p e c t i v e l y c o n s e q u e n t l y ，t h e s et e c h n i q u e sa r ea p p r o p r i a t ef o r h i g h e r p o w e rs y s t e m sw i t hr e d u c e dp w ms w i t c h i n gf r e q u e n c ya n dl i m i t e dc u r r e n t c o n t r o l 】e rb a n d w i d t h k e y w o r d s ： s e n s o r l e s sv e c t o rc o n t r o ls y s t e m ；p a r a m e t e ri d e n t i f i c a t i o n ； u n b a l a n c ev o l t a g e ；t h r e e p h a s ep w mc o n v e r t e r ；p o s i t i v es e q u e n c e ； n e g a t i v es e q u e n c e 5 - 插图清单 图2 - l 三相感应电动机的物理模型6 图2 2 通单相正弦交流电的感应电机8 图2 3感应电机正序和负序等效电路9 图2 4 感应电机通单相电时以及变换后的等效电路和简化电路9 图2 5 感应电机参数辨识程序流程图1 l 图2 - 6 感应电机参数辨识的s i m u l i n k 模型1 2 图2 7 感应电机参数辨识方案的m 函数实现1 2 图3 1三相电压型p w m 整流器的拓扑结构图1 4 图3 2 ( a ) a 相基波等效电路图( b ) a 相基波向量图。1 4 图3 3 电网电压不平衡时的三相v s r 交流侧等效电路1 7 图3 4电网电压不平衡下三相v s r 在d q 坐标系中的结构模型2 0 图4 1c 类不平衡三相电压向量图2 2 图4 2 平均计算法控制框图2 6 图4 3 平均计算法的仿真结果2 6 图4 4 改进延迟计算法控制框图2 9 图4 5 改进的延迟计算法的仿真结果2 9 图5 1 三相v s r 电流内环解耦控制结构3 1 图5 2 f 。电流内环结构。3 2 图5 3 无e 。扰动时的乞电流内环简化结构3 2 图5 4 三相v s r 电压外环控制框图3 3 图5 5电压型变换器驱动的四象限交流电动机系统一3 5 图5 - 6 将不平衡电压视作扰动时的系统闭环观测框图3 5 图5 7 不平衡电网电压下三相p w m 整流器的控制策略框图3 6 图5 8 不平衡电网电压下三相p w m 整流器的s i m u l i n k 模型3 7 图5 - 9 不加不平衡控制策略时三相p w m 3 7 图5 1 0 不平衡控制策略下三相p w m 3 7 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。据我所 知，除了文中特别加以标志和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果， 也不包含为获得金g 巴- 工些太堂 或其他教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同下作 的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。 学位论文作者签字：銎躺签字日期：如口年驴月日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解金壁：王些厶堂有关保留、使用学位论文的规定，有权保留并向 国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅或借阅。本人授权金壁：王些r 大 生l 可以将学位论文的全部或部分论文内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫 描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权书) 学位论文作者签名： 签字日期：y 卜年护月2 日 导师签名： 签字日期：沙i o 年年月2 日 学位论文作者毕业后去向：讯盐 工作单位：扛懒铎勾最环雨融司 电话：爿缸6 卯纷 - 3 致谢 本论文是在导师李红梅教授的悉心指导下完成的。李老师在我进行研究生 学习阶段、课题研究以及论文写作过程中都给予了极大的关心、指导和鼓励， 值此论文完稿之际，谨向恩师致以最诚挚的感谢和最崇高的敬意。李老师渊博 的学识水平，严谨的治学风范，勤勉的工作精神，诚恳的待人方式，以及高度 的负责精神，都使学生受益匪浅，受益终身。老师对我的培养和教诲，必将永 远铭记在心。 作者在攻读硕士期间，还得到了实验室李文生老师、王晓晨老师的诸多指 导和大力帮助，在此一并深表谢意。 感谢新型电机及其控制研究所诸位老师对作者的关心和指点。 同时，在课题研究及论文完成过程中，还得到了杨继成硕士、王建硕士、 陈雪飞硕士以及其他师兄弟的热情帮助和支持，共同奋斗的同门友情难以忘怀， 在此一并表示最诚挚的谢意。 最后，深深感谢我的父母对我多年的养育之恩和辛勤培育，是他们给予我 精神和物质上长久以来的关心、理解和支持，能够使我在学校专心完成学业! 他们的殷切期望和无私的爱，是我漫长求学之路的原动力，浓浓亲情，无以言 报。 最后，衷心的感谢所有关心和帮助过我的师长、同学、朋友和亲人! 作者：李杨 2 0 1 0 年3 月5 日 第一章绪论 近年来，交流调速技术在国民经济中扮演着越来越重要的角色，从工业、 农业、航空航天、交通运输、军事系统到办公自动化、家用电器等领域都有广 泛的应用。许多理论和实践已经证明，在一些电机应用的场合，若采用可调速 装置，不但可以改善系统性能，而且能够提高生产效率和用电效率，节能效果 显著。交流调速系统即是指对各种电机实现转矩、转速和位置的控制，国外也 称为运动控制( m o t i o nc o n t r 0 1 ) 。过去，高性能的调速装置基本上都采用有机械 换向器的直流电机。众所周知，直流电机的励磁磁场和电枢磁场在空间上相互 垂直，在控制直流电机的两个分量即励磁电流和电枢电流时是相互独立的，为 此，直流电机传动系统具有优良的动态和静态转矩控制特性。但也正由于直流 电机机械换向器的存在，需要经常维护，故其转速、电压、功率和使用环境都 受到限制，价格又相对较高。 交流电机，特别是感应电机，其优点为：坚实、维护工作量少、容量大、 环境适应能力强、可以做到很高的电压和转速。但感应电机本身是一个高阶、 非线性、强耦合的多变量系统，要实现电机的高性能控制比较困难。近百年来， 许多学者们一直致力于感应电机的调速问题，但是进展不大。直到上世纪7 0 年代，由于两方面的原因，才有突破性的进展：其一是电机控制策略的创新， 7 0 年代的“矢量控制 和8 0 年代的“直接转矩控制”的提出使交流电机的控 制实现了质的飞跃；其二是电力电子技术以及微电子技术的发展。随着新型电 力半导体器件的相继出现，可为交流电机的控制提供高性能的变频器。 采用矢量控制技术的交流调速系统已经达到甚至超过了直流调速系统的 性能，因此，矢量控制的交流调速系统在对速度稳态精度、速度动态响应能力 要求较高的高性能控制领域得到了迅速的应用。在矢量控制交流调速系统中， 用以检测电机旋转速度的速度传感器是必不可少的，从某种意义上讲，速度传 感器的精度决定了高性能交流调速系统的稳态精度及对动态转矩的控制能力。 伴随着工业的发展与技术的进步，交流电气传动的应用范围也在不断扩大。 在一般工业传动中也有采用矢量控制技术的倾向，以解决v f 控制存在低速力 矩小、稳态精度低、动态性能不理想等缺陷，但矢量控制系统中所用的高精度 速度传感器存在下列问题： ( 1 ) 环境适应性不强。不宜用于高于6 0 c 的高温以及低于一4 0 。c 的低温 的环境中或具有较强震动的场合； ( 2 )抗干扰能力差。速度传感器的输出信号容易受到各种扰动信号的污 染，且传送距离受到限制； ( 3 )高精度速度传感器价格昂贵，将显著增加中、小容量系统的硬件成 本，并且不易维护； ( 4 ) 安装在电动机主轴上的速度传感器有碍机械传动，使得系统的机械 鲁棒性有所降低。 矢量控制系统因其速度传感器的使用限制了该系统在某些工业领域的应 用，有违人们使用交流电动机，尤其是鼠笼型感应电动机的初衷。如果能够取 消矢量控制系统中的速度传感器无疑能扩大矢量控制系统的应用范围，同时也 能够提高矢量控制系统的可靠性以及环境适应性。为此，无速度传感器矢量控 制系统的研究应得到了人们的关注。 无速度传感器矢量控制系统是在有速度传感器的矢量控制系统基础上发展 起来的，除电机转速信息的获取方法以及途径不同之外，仍沿用直接磁场定向 控制技术或间接磁场定向控制技术。因此，无速度传感器矢量控制技术的核心 问题之一是如何获取电机的旋转速度，解决问题的出发点是利用容易测量到的 定子电流量、定子电压量推算出速度或估计出转子磁链与速度，实现系统的间 接磁场定向控制或直接磁场定向控制。为此，本论文针对无速度传感器感应电 机矢量控制系统中的参数辨识问题以及系统在不平衡电网电压下三相电压型 p w m 整流器的控制问题进行研究和探讨。 1 1 感应电机的参数辨识问题 感应电机的控制性能在很大程度上依赖于电机模型的精度，在已知受控对 象准确的数学模型基础上，可以采用各种灵活的控制策略，使系统满足于不同 的性能指标要求。因此控制设计的首要任务是对受控对象进行参数辨识，以获 取有效的数学模型。 从系统辨识的角度来讲，受控对象的数学模型包括结构形式和模型参数两 个方面，大量的电机理论研究和电机运行实践表明，感应电机数学模型的结构 形式具有较高的可信度，故可认为感应电机的数学模型属于一个灰箱问题，其 模型的精度直接取决于电机参数的精度，电机参数精度则与所采用的参数辨识 技术密切相关。 由于无速度传感器矢量控制系统中要用到电机参数，而实际上在系统中不 能预知现场所用电机的参数，也不太可能采用常规的空载试验和短路试验方法 去测电机参数。所以作为通用变频器必须具有电机参数的自动测试功能，才能 适用于不同类型的感应电机。即利用变频器本身所输出的电压激励信号，然后 获得电机的电流响应等，通过软件运算，对无速度传感器矢量控制所需要的参 数实现自动测试。 近十几年来，各国学者对感应电机的参数辨识方法进行了深入的研究，主 要有以下几种典型方法： ( 1 ) 应用模型参考自适应系统对感应电机参数进行辨识，但是该方法过 于复杂，且辨识精度不够精确。 2 ( 2 ) 向磁链电流注入交流信号，通过测取注入电流响应辨识电机参数， 但是该方法会导致感应电动机转矩和转速振荡。 ( 3 ) 自校正的电动机滑模法，该方法的优点是简单可行。自适应系统能 够认识环境条件的变化，并自动校正控制动作，使系统达到最优的 控制效果。自校正控制的基本思想是将参数估计递推算法与各种不 同类型的控制算法结合，形成一个能自动校正控制器参数的实时计 算机控制系统。 ( 4 ) 扩展卡尔曼滤波法是非线性系统最常用的一种递推滤波算法，被用 于非线性系统的状态估计或线性系统的状态和参数联合估计，有抑 制噪声干扰，提高状态估计准确度的优点。 ( 5 ) 可利用变频器本身对电机进行直流实验，单相交流试验和三相空载 试验，实现对电机参数的辨识。 方法1 4 主要用于感应电动机调速系统的在线参数辨识，尚需另加一些额 外的设备，且控制方法复杂、不易实现。随着调速系统的发展，在电机投入正 常运行前的参数辨识方法，特别是不需要增加额外的设备而仅靠电动机调速系 统本身的资源来进行的参数辨识方法已经成为现代电机参数辨识的一个方向。 在无速度传感器矢量控制系统中，由于其不仅摆脱了速度传感器在应用中 的局限性且以其结构简单、性能优良、价格低廉等诸多优点，近年来成为国内 外交流传动领域研究的热点之一。该系统的控制质量在很大程度上依赖于所获 得的电机参数，如电机的互感、定子和转子电阻、定子和转子漏感的准确程度。 目前，在该系统中感应电机参数的辨识方法中也主要分为离线辨识和在线辨识 两种。离线辨识方法的不足之处是要对电机做堵转和空载运行实验；在线辨识 的方法除了运算量较大之外，还需要基于已知的一部分参数( 如互感和漏感等) 来辨识时变参数如转子电阻等。此外，现有的无速度传感器矢量控制系统大多 采用定字长的数字信号处理器d s p ，在线运行时，难以胜任复杂的辨识算法。 此外，以上这些方法无一例外地需要在系统工作前试运行电机和测量电机转速 以获取电机参数，显然在实用性上受到限制，并且不适合无速度传感器矢量控 制系统，因此需要研发简单实用的无速度传感器感应电动机矢量控制系统的参 数辨识方法。 1 2 电网不平衡时三相电压型p w m 整流器( v s r ) 的控制 电压型p w m 整流器的控制思路是：保证直流侧输出电压恒定情况下，使 交流侧输入电流尽可能为与电网电压同相位的正弦波，从而达到提高功率因数 和消除谐波的目的。电压型p w m 整流器的控制方法很多，一般分为间接电流 控制和直接电流控制。 间接电流控制( 亦称幅相控制) 是基于稳态的电流控制方式。通过适当调 节整流器交流输入端电压的大小和相位，就能控制输入电流的大小和相位，实 现功率因数为l 的控制。幅相控制的电路结构简单，不需要检测电网电流，而 且可以采取优良的开关方式以减小电流谐波，但其动态响应慢，存在直流电流 偏移，而且交流侧电阻越小，电流偏移越严重，电流偏移又会使瞬态直流输出 电流和电压波形发生畸变，尤其是瞬态直流过冲电流几乎是稳态值的两倍。 为此，目前实用的整流器均是带有电流内坏和状态反馈的直流电流控制方 式。直接电流控制是一种通过对交流电流的直接控制而使其跟踪给定电流信号 的控制方法，具有系统动态响应快、限流容易、电流控制精度高等优点。根据 控制算法的不同，这种控制方法又可分为：滞环电流控制( h c c ) 、预测电流控 制、电流跟踪控制、滑模变结构控制等。近年来又发展了几种新型的控制策略， 有：单周期控制、占空比控制、基于李雅普诺夫非线性大信号控制、输出直流 电压的优化前馈补偿控制、以及神经网络和模糊逻辑控制等。 滞环电流控制( h c c ) 是一种电流瞬时值反馈控制，在此控制方式中，把 给定电流信号与交流电流实际信号进行比较，两者的偏差作为滞环比较器的输 入，通过滞环比较器产生控制主电路开关通断的p w m 信号，该p w m 信号经 驱动电路控制主电路开关的通断，从而控制交流电流信号的变化。采用滞环比 较电流控制系统的优点是结构简单，电流响应速度快，控制运算中未使用电路 参数，系统鲁棒性好，应用较广。缺点是开关频率在一个工频周期内不固定， 谐波电流频谱随机分布，因而给滤波器的设计带来困难。为此，目前的滞环电 路控制方式研究的问题之一是改进频率不恒定的缺点，如将滞环控制与恒频控 制相结合的控制，但无疑增加了控制的复杂程度。 预测电流控制思想是从开关的在线优化出发，由磁场定向控制系统提供的 定子电流矢量分量来控制复平面里的电流矢量轨迹，使它相对于参考电流矢量 保持最小的空间误差。也就是它根据负载和给定的电流矢量变化率，推导出使 电流误差矢量趋于零的电压矢量去控制p w m 整流器的功率开关。预测电流控 制具有良好的控制效果，但在采样频率不高或受微处理器运算速度限制的情况 下，其电流误差比滞环电流控制要大，另外，其控制精度依赖于系统的参数。 1 9 9 8 年d a t o r r o y 等将模糊控制策略引入p w m 整流器的控制，对系统 某个局部的控制进行模糊化以期获得较好的动态性能，但从他们的实验结果来 看，效果不如一般的控制方法。其主要原因是由于模糊控制需要较精确地专家 系统提供对系统加以模糊的依据，然而目前这方面的研究工作还不能提供所需 的知识。 众所周知，在矢量控制变频调速系统的电力电子变流装置运行过程中，各 种不平衡是难免的，而在设计这些变流装置时，一般不考虑不平衡运行条件的 影响，特别是对一些大容量变流装置( 如有源滤波器、静止无功补偿装置等) ， 若忽略实际运行时的不平衡条件，则由于产生非特征谐波，且三相电流不平衡、 4 损耗增大等，会使变流装置运行性能下降，严重时可使变流装置发生故障保护， 甚至烧坏变流装置等。 三相v s r 运行时，通常存在两方面的不平衡：一是三相v s r 本身参数不 对称所导致的v s r 运行不平衡，如三相电路参数不对称或驱动信号不对称等； 另一类是三相电网不平衡，如电网电动势、相位或幅值不对称等。一般而言， 三相v s r 本身参数不平衡虽然存在，但并不严重，若设计合理，则不会出现严 重的不平衡状况，以致影响v s r 装置的正常运行。三相v s r 本身参数不对称 所导致的不平衡运行，某种程度上可等效成三相v s r 装置本身参数对称而电网 不平衡时的状况，因此，研究v s r 电网不平衡运行时，总假设三相v s r 本身 参数是对称的。一旦电网出现较为严重的不平衡状况，势必影响三相v s r 的正 常运行。一般来说，电网不平衡的主要原因为： ( 1 ) 三相电网配电时，三相负载不平衡； ( 2 ) 大容量单项负载的使用； ( 3 ) 不对称故障和非全相运行造成系统的三相不对称； ( 4 ) 非全换位输电线或紧凑型输电线造成系统不对称。 在常规的三相v s r 设计和控制中，一般均假设三相电网平衡，一旦实际电 网不平衡出现时，在电网平衡条件下设计的控制策略，将使三相v s r 出现不正 常运行状况，严重时会烧坏v s r 装置。因此，对电网电压不平衡时三相电压型 p w m 整流器( v s r ) 控制策略的研究具有重要的理论意义和实际应用价值。 1 3 本论文的主要研究内容 ( 1 ) 感应电动机的建模和仿真； ( 2 ) 研究实用有效的感应电机参数辨识方法，在无需对感应电机做堵转 和空载试验条件下，在感应电机起动前辨识出所需的电机参数； ( 3 ) 研究不平衡电网电压及电流的正序分量和负序分量的提取方法； ( 4 ) 研究无速度传感器异步电机矢量控制系统中的三相v s r 网侧电压不 平衡的新型控制策略。 第二章感应电机的参数辨识 感应电机控制系统的性能在很大程度上依赖于电机模型参数的精度，基于 精度可靠的电机模型参数，再通过各种灵活的控制策略，使系统满足于不同的 性能指标要求。为此，从2 0 世纪8 0 年代开始，参数辨识就已成为感应电机调 速系统研究和开发中的重要研究内容之_ ，国内外学者对此进行了大量的研究， 并且将现代控制理论、系统辨识理论等应用于参数辨识中，提出了许多在线辨 识的算法。 2 1 感应电机的数学模型 感应电机的数学模型是高阶、非线性、强耦合的多变量系统，在建立感应 电机数学模型时，常作如下假设： ( 1 ) 忽略空间谐波，设三相绕组对称( 在空间上互差1 2 0 0 电角度) ，所产 生的磁动势沿气隙圆周按正弦规律分布； ( 2 ) 忽略磁路饱和，各绕组的自感和互感都是线性恒定的； ( 3 ) 忽略铁耗的影响； ( 4 ) 不考虑频率和温度变化对绕组电阻的影响。 图2 一i 三相感应电动机的物理模型 无论电机转子是绕线式还是鼠笼式，都将它等效为绕线转子并折算到定子 侧，实际电机被等效为图2 1 所示的三相感应电动机的物理模型。 图2 1 中，定子三相绕组轴线a 、b 、c 在空间上是固定的，故定义为三相 静止坐标系。设a 轴为参考坐标轴，转子绕组轴线a 、b 、c 随转子以速度旋 6 转，转子a 轴和定子a 轴间的角度为秒= p o d t ，称为空间角位移变量。规定各 绕组、电流、磁链的正方向符合电动机惯例和右手螺旋定则。 i a = 昙d 爿c o s 臼+ c 。s ( 9 1 2 0 。) + f cc 。s ( 8 + 1 2 0 。) 】 1r i f f q = 一号hs i n 0 + i bs i n ( # 一1 2 0 。) + 毛s i n ( t ，+ 1 2 0 。) j ( 2 1 ) f o - 去k + + f c f 】 差 = c 芝 ， 芝 = c - 1 差 c 2 - 2 ， ( c o s o s i n 9 l 、 c 一： c o s 0 s i n 0 1 2 c o s ( a 一1 2 0 。) 一s i n ( # 一1 2 0 。) 1 2 c o s ( o + 1 2 0 。) 一s i n ( o + 1 2 0 。) 1 2 ( 2 4 ) 2 1 2d q 坐标系下感应电机的数学模型 在以同步速旋转的d - q 坐标系下，当d 轴按任意方向定向时的感应电动机 数学模型为： 7 运动方程为： p 孕锄 p l p 币d 2 p 2 一忍 一l s 国s 0 一l m r l s 国s 0 l m 国s r sl m 国s 0 l m rr rl r c o r l r r 0 一r 2 + ( 2 5 ) ( 2 6 ) t 却丢鲁 沼7 ， 式中：“d i 、z f 。1 、2 、“9 2 为定子和转子电压的d 、q 分量：、。、2 、2 为 定子和转子电流的d 、q 分量；。、。、d 2 、：为定子和转子磁链的d 、q 分量；鼠为d 轴与a b 坐标系q 轴间的夹角，p 鼠= ( 0 s ，o ) s 为定子旋转磁场同 步角速度；0 为转子q 轴与q b 坐标系q 轴的夹角，p 只= ，彩，为转子角速 度；幺为d 轴与转子q 轴间的夹角，a c o , 为转子转差角速度，为输出转矩，乃 为负载转矩，j 为转动惯量，n 。为极对数。 2 2 感应电机的参数辨识 对感应电机三相定子绕组通单相正弦电流可以保证电机处于静止状态。感 应电机通单相正弦电流的电路如图2 2 所示，电路的工作状态相当于电机不对 称运行。当励磁处于线性区段时，三相三线电机不存在零序分量，故可按对称 分量法将三相不对称电流分解成正序和负序对称分量，再将电机的运行看成为 分别在正序和负序电流下运行状况的叠加。正序和负序下的电机单相等效模型 如图2 3 所示。 曩7 f j 口i 飞 r 、感应电机 7 。7 i c 图2 2 通单相正弦交流电的感应电机 8 鲫蛳彬锄 托 托 + 1 - 2 如如 啦 城城蝴一 锄锄舵 嘶舢 锄“姐 r + 城硝辆 一 一 三 一 i l 2 2 肋鹏砌踢 ( a ) 正序等效电路( b ) 负序等效电路 图2 3 感应电机正序和负序等效电路 图2 - 4 ( a ) 为根据对称分量法推导出的感应电机三相定子绕组通单相正弦电 流下的模型，对图2 - 4 ( a ) 电路进行等效变换，可得到图2 - 4 ( b ) 。 为： 2 3 弘 电流时的等效电路 ( b ) 变换后的电机等效电路 ( c ) 简化电路 图2 4 感应电机通单相电时以及变换后的等效电路和简化电路 对于感应电机，有厶。= 厶。= 厶。：，得到图2 - 4 ( a ) 至u 图2 - 4 ( b ) 参数的变换关系 i 三，= ，= k + 厶t l = ( t 焉一1 ) ， l r = 丘，圪r ： l m = l s 扛瓦习 三。= 厶一l , 扛瓦可 砭= r ( l l , + 1 ) 对于图2 - 4 ( b ) ，参数r i 可通过在定子绕组上施加直流电压测得， 识剩余的参数，简化后的电路如图2 - 4 ( c ) 所示，其中： u = u 爿一尺lj 4 ，o 9 ( 2 8 ) ( 2 9 ) 故只需辨 ( 2 1 0 ) 图2 - 4 ( c ) 所示电路的稳态电导为： 上+ ! ：a + 6 ，：生盟 一+ 一= + d ，= _ j 0 ) l , r + j 0 ) l 。6 ( 功) 对图2 - 4 ( b ) 1 拘i 电路分别通频率为缈= 劬、国：的正弦电流激励， 由式( 2 1 2 ) 和式( 2 - 1 3 ) 可得： ( 2 1 1 ) 假定0 ) 1 吐， 彘+ 南叫栌篙 沼 面1 + 丽1 叫咿嚣 r 2 + c o f 2 l 2 2 口l 壶+ 南呐 沼 研韧2 1 国，l， 一0 ) 2 l , + 赢2 也 式( 2 1 5 ) q b4 个方程中有1 个和其它3 个是相关的，且研究对象是实际的 物理系统参数，故一定有解。可解得3 个方程的3 个未知量为厶、r 和l ，然 后，将解得的t ，r ，l 代入式( 2 - 11 ) 即可求得。、尺i 和厶t 。 2 3 参数辨识算法及软件编写 2 3 1 迭代法解方程 如果采用定子长的d s p 求解多元非线性方程组，由于定子长的d s p 精度 有限，所以难以实现，固可采用迭代法求解。通用的迭代法，如牛顿迭代法等 算法较复杂，不易用d s p 实现。考虑电机参数本身的特性及电感支路的电导在 高、低频段下存在较大差异的特点，可通过以下迭代步骤得到所需参数( 右上 角标表示迭代次数) r 、 ( 1 ) 给定一个较大的初值l , o ，将 掣，c o i ，u ( q ) ，1 , 4 ( 0 ) 1 ) 代入式( 2 - 1 3 ) 计 算，0 1 ； ( 2 ) 将 r ( 1 ) ，心n ，吐，玉( 缈：) ，l 一( 功：) ) 代入式( 2 - 1 3 ) 计算掣； 1 0 ( 3 ) 将 球，q ，玉( q ) ，j 4 ( 劬) 代入式( 2 - 1 3 ) 计算伍( 川) ，心 ； ( 4 ) 将 r ( “n ，心“n ，哆，痧( 必) j 一( 吐) 代入式( 2 - 1 3 ) 计算露“) ； ( 5 ) k = k + 1 ；重复步骤( 3 ) ，( 4 ) 直到 露“) ，尺( “n ，o “ 与 露，r 耻，西” 之 差绝对值小于给定值，其中后n 。 根据上述迭代算法基本原理，迭代过程表示为： 掣专1 r o ) ，o ” 寸馨一忸但) ，心2 砰 ( 2 1 4 ) 从上式中可看到在国，下由 尺( i ) ，口” 求出口，得到的掣既可以在缈，下反推 回去得到江，0 1 ，也可以在q 下正推得到江但) ，0 2 ，但是在不同频率下，掣对 计算的 r ( 1 ) ，心d ，忸o ) ，心2 的影响亦不同。在c o l 足够高的情况下，。支路电导 很小，工。的误差对计算 r ， 的影响很小，因此当掣有误差时，由其在q 下推 出来的振但) ，百2 比在哆下推出来的忸o ) ，分d 误差小，故可借助频率的升高，使 计算出的 r ( 扪，心2 比忸n ，西1 更接近真值。而在下一步计算中由忸q ，心2 计算出 的砰也比由忸o ) ，0 ” 计算出来的掣更接近真值。重复这样的过程， ，尺似) ，西” 误差将不断减小，直至达到要求的辨识精度。 2 3 2 算法软件程序流程图 电机参数辨识的软件流程图如图2 5 所示。 中 对电机通脉冲直流 铡量定了电阻 厂蕊_ 辟 j l 通频率为叻的电压 令 1 1 骞酬 得到6 j ( q ) ，；( 。) f 7 根据选代葬法辨识参数 j 堕! 得到【， ( q ) - 由 l r 一 l j 图2 5 感应电机参数辨识程序流程图 2 4 感应电机参数辨识的仿真实现 在m a t l a b s i m u l i n k 软件环境下搭建了感应电机参数辨识的 s i m u l l i n k 仿真模型如图2 - 6 及图2 7 所示。 图2 - 6 感应电机参数辨识的s i m u l i n k 模型 u 1 y 1 u 2 f e n y 2 u 3 u 4 y 3 e i t i b e d d e d m a t l a 日f u f i e t i o n 图2 7 感应电机参数辨识方案的m 函数实现 建议的感应电机辨识方法是通过对感应电机是通过高、低频率电流激励的 施加来实现电机参数辨识的，频率差别越大，算法收敛越快。考虑到系统低频 运行时死区的影响加大，故其激励频率不能取得太低，频率太高则会导致实验 中的a d 采样精度不够，故频率也不能取的太高。被测试电机的真实值为 尼：2 2 6 q ，l 。= 9 3 0 m h ，厶“= 厶。，= 8 6 m h ，仿真可得到系统参数为 a = 0 0 1 6 7 8 0 6 2 5l5 8 7 6 、反= 0 0 2 4 9 4 3 4 9 3 76 9 7 7 、口，= 0 0 3 5 8 7 0 4 1 6 94 9 0 4 、 b ，：0 0 4 5 7 3 2 9 0 1 3 4 3 1 0 ，由图2 7 控制算法可得辨识参数。表1 示出了电机参 数辨识值与真实值的差别。从表1 中可以看出，该辨识方案的参数辨识误差控 制在1 以内。 1 2 表1 感应电机参数辨识结果 r l qr ：ql 。m h厶厶2 m h 真实值 3 2 3 2 2 69 3 08 6 辨识值3 2 32 2 5 9 0 8 89 3 0 6 2 6 48 7 1 0 4 2 5 小结 本章建议的电机参数辨识方法是一种采用通用变频器驱动感应电机系统在 静止状态下实现参数高精度辨识的方法，该方法可以在电机启动前辨识出无速 度传感器矢量控制系统的异步电动机参数，具有辨识时间短，辨识精度高的优 点。该方法无需额外的硬件电路，辨识时也无需对电机进行堵转和空载实验， 辨识算法简单，程序简洁，可以方便地集成到通用变频器中，故具有较高的经 济价值。 第三章不平衡电网电压下三相p w m 整流器的建模 3 1 三相p w m 整流器的一般数学模型 在无速度传感器矢量控制系统中，电力电子变流装置已广泛地应用于变频 调速过程，而电网电压的不平衡在控制系统的出现也常有报道，因此研究不平 衡电网电压下的三相p w m 整流器建模对于整个系统控制器的设计则是至关重 要的。 图3 1 为三相v s r 拓扑结构图，主要包括交流侧电感l 、交流侧等值电阻 r 、直流电容c ，由全控开关器件和续流二极管组成的三相全桥电路。 o 图3 1 三相电压型p w m 整流器的拓扑结构图 屯 j 其中：e a 、e 。、e 。为电网电压，为负载电阻；交流侧电感l 包括外接电抗器 的电感以及交流电源内部的电感；交流侧等值电阻r 包括外接电抗器中的电阻 和交流电源的内阻。其单相( 以a 相为例) 基波等效电路及对应的向量图如图 3 2 所示。 o j c o l e a 尺f 口 ( 口)( 6 ) 图3 - 2 ( a ) a 相基波等效电路图( b ) a 相基波向量图 其中：u 。仃代表对电路中的功率开关器件进行p w m 调制时，在整流桥的交流输 入端产生的p w m 电压的基波分量。从向量图3 2 可以看出，在电网电压p 。一 定的情况下，交流电流f 。的幅值和相位角仅由u 。n 的幅值及其与e 。的相位差来决 定。适当调节u 。n 的大小和相位，就能控制输入电流的相位以使其功率因素控 制为近似是l 。其余两相的控制与a 相相同，也是对电路中的功率开关器件进 行p w m 调制，在整流桥的交流输入端b 、c 同样可得到p w m 电压，对b 、c 1 4 相也按图3 2 的向量图进行控制，这样就可以使b 、c 相电流为正弦波且和电 网电压相位相同，功率因素近似为1 。 究其p w m 整流器数学建模的实质，就是在三相静止a - b c 坐标系中，根据 三相p w m 整流器拓扑结构，利用电路基本定律( 基尔霍夫电压、电流定律) 对p w m 整流器所建立的一般数学描述。为了建立三相p w m 整流器的一般数 学模型，通常作如下假设： ( 1 ) 电网电压为三相平衡的纯正弦波电压( e a 、e b 、乞) 。 ( 2 ) 交流侧电感l 是线性的，且不考虑饱和。 定义单极性二值逻辑开关函数( k = a 、b 、c ) 为： f 1 ，上桥臂开关器件s 。导通，下桥臂开关器件s ：关断i & 20 ，上桥臂开关器件s 。关断，下桥臂开关器件s ：导通， 基尔霍夫电压定律建立的三相p w m 整流器a 相回路方程为 a ； 三= ； + r i = p 。一( “删+ u n o ) ( 3 1 ) u “l 当s o 导通而砖关断时，开关函数砖= 1 ，且“删= 屹；当& 关断而导通时， 开关函数s a = 0 ，且“脯= 0 。由于u 月= s a ，式( 3 1 ) 可改写为： 三= + 月乞= 乞一( j 。屹 j r l l n o ) ( 3 2 ) “l 同理，可得b 相、c 相方程为 l u t - - - - - ，生b 。+ r = e b - ( s 6 + “d ) ( 3 3 ) 口l j ； 兰 + 尺= e c - ( s 。+ 甜d ) ( 3 - 4 ) “l 考虑三相组成系统，则： e a + 气+ 气= 0 ，乞+ + 之= 0 ( 3 - 5 ) 联立式( 3 - 2 ) 一( 3 - 5 ) 可得： “加= 寺。驴 6 ， 在图3 i 中，任何瞬间总有三个开关管导通，其开关模式共有2 3 = 8 种，因 此，直流侧电流么可描述为： i 祀2 i os os bs c + i bs bs cs 4 + i cs cs bs n + q a + i b 、) s os bs c + ( 如+ i c ) s 。s 。s b + ( i b + i 。) s 6s 。s a + ( i o + i b + i c ) 5 as 6 j c ( 3 - 7 ) = i n s n + i h s h + i r s r 另外，对直流侧电容正极节点处应用基尔霍夫电流定律，可得： c = 警= 屯+ + f c & 一 ( 3 8 ) a l 1 ( l 式( 3 - 2 ) ( 3 - 4 ) 及式( 3 - 8 ) 构成了三相静止坐标系下三相p w m 整流器数学 模型。 三相p w m 整流器的数学模型是研究电网电压平衡条件下p w m 整流器控制 的基础，但是在实际的三相电网中，由于各种原因常常造成电网电压的不平衡。 当电网电压不平衡时，在电网电压平衡条件下设计的控制策略，将使三相p w m 整流器直流侧电流产生6 、1 2 、l8 等次数为6 或6 的整数倍特征谐波和2 、4 、 8 、1 0 等次数的非特征谐波。而直流电流谐波又将产生直流电压谐波，直流电 压谐波通过p w m 作用反过来又会影响整流器交流电流波形，使交流电流波形 中含有奇次谐波。其中直流电压2 次谐波和由其产生的交流3 次谐波，因频率 低、幅值高严重影响了三相p w m 整流器的运行性能，严重时会烧坏整流器装 置，因此，电网电压不平衡条件下三相p w m 整流器的控制的重点应是抑制或 消除电网电压不平衡时三相p w m 整流器直流电压的2 次谐波。 适当的增大三相p w m 整流器直流侧电容和交流侧电感的取值，虽然可以 降低直流电压谐波和交流电流谐波，但是电感、电容取值过大，也会影响三相 p w m 整流器的性能，如损耗增大、动态响应变慢等。为此必须进一步探讨电 网电压不平衡时三相p w m 整流器的控制策略，从控制策略上抑制整流器的直 流电压谐波和交流电流谐波。研究电网电压不平衡条件下三相p w m 整流器的 控制策略问题，首先必须建立电网电压不平衡条件下p w m 整流器的数学模型。 3 2 电网电压不平衡条件下三相p w m 整流器的数学模型 若三相电网电压不平衡且只考虑基波电动势，根据对称分量分析法，电网 电动势e 由正序电动势e p 、负序电动势e 和零序电动势e 。组成，即 e = e 尸+ e + e 。，改写后如式( 3 - 9 ) ： c o s ( c o t + 彰) = lc o s ( c o t + 彰2 n 3 ) c o s ( c o t + 彰+ 2 7 r 3 ) c o s ( c o t + o o ) + e o lc o s ( a t + o o ) c o s ( c o t + o o ) c o s ( c o t + 8 ：、) + e 篆c o s ( c o t + 9 ：+ 2 n 3 ) c o s ( r o t + o y 一2 7 r 3 ) ( 3 9 ) 式中：、碟、e o 分别表示正序、负序和零序基波电动势峰值；彩、o o 代表正序、负序、零序基波电动势初始相角。 同理，当电网不平衡时，三相v s r 交流侧电流，= 乇t 】r 和交流输出 电压v = v o 。v 6 。】7 1 以及开关函数s = 【s 。s c 】7 1 用对称分量法描述为 1 6 图3 一l 所示为无中线三相v s r 系统，由