第四章：振幅调制、解调1

1、第四章：振幅调制、解调与混频电路,当V mo| ka V(t) |时，振幅不失真。,第一节：频谱搬移电路组成模型 一、振幅调制（Amplitude Modulation）电路组成模型 1.按频谱分类： a：普通调幅信号AM W c，W c b：双边带调制信号DSB W c+、W c- C：单边带调制信号SSB W c+或W c- 2.普通调幅信号及其电路模型 .组成模型,W c:载波信号角频率；V cm:载波信号振幅,频谱变 换电路,频谱搬移电路,频谱非线性搬移电路,.单音频调制信号,调幅度（调幅系数）Ma=kaVm/Vmo Vmmin=Vmo（1-Ma） Vmmax=Vmo（1+Ma） Vm

2、min+Vmmax=2Vmo Vmmax-Vmmin=2MaVmo,由于Vmmin0因此Ma1；若Ma1时产生过调失真,频谱和普通调幅信号的失真,单音频已调制信号频谱：,实现了频谱般移,Ma1出现包络失真 通常将其称为过调失真,在实际调幅电路中 管子处于截止状态,复杂音频调制信号,设V（t）为非余弦的周期性信号；为信号的角频率,复杂音频调制信号的频谱结构：,BWAM=2 F max,为调制信号的最高频率两倍；将调制信号的频谱不失真地般移到W c两边,已调制信号的功率,1.单音频信号在载波信号的一个周期内单位电阻上产生的平均功率P（t）,当t=时：P（t）=Po（1-Ma）2 ； Ma=1 P（

3、t）min = 0,2. P（t）在调制信号的一个周期内单位电阻上产生的平均功率P a v,边带功率 PSB,载波产生的,P a v=Po+PSB 即由已调制信号各频率 分量产生的功率组成、PSB由上下边频 产生的功率之和。,Po P SB,载波产生的功率,当t=0时： P（t）=Po（1+Ma）2 ；Ma=1 P（t）max = 4Po,二、双边带和单边带调制电路组成模型,1.双边带调制信号:,谱通调幅信号中去掉载波分量;剩下上下边频分量即只发射PSB , 减少发射机功率,设,2.单边带调制信号,只传送上边带或下边带的调制信号, 即在普通调制信号中抑制掉 Wc与Wc+或Wc-分量,由相乘器和

4、带通滤波器组成模型,相乘器和两个900相移器,X AM Y,三.振幅解调和混频电路模型1.振幅解调电路模型,由机内产生的同步信号,. W=0; =0即机内产生的高频信号与载波信号同频同相：,Vo(t)= 1/2AMVrmkaV(t)与调制信号成线性关系；得到不失真的调制信号,. W0; 0,即机内产生的高频信号与载波信号不同频 不同相,不能反应调制信号的变化规律，检波性能下降。,fc=20 HZ 不自然； fc=200HZ 语言可懂度下降。,设：,滤除,Vo(t)频谱:,Vo(t)频谱:,.频谱:,2.混频电路,频谱结构:,小结：振幅调制、振幅解调和混频电路都属于频谱搬移电路， 都可以用相乘器

5、和滤波器组成的模型来实现,本振,上混频 f I= f L + f C,下混频 f I= f L - f C,调幅收音机中频频率f I =465KHZ；调频收音机中频频率f I =10.7MHZ,第二节:相乘器电路一、非线性器件的相乘的作用及其特性 1.非线性器件的相乘的作用分析,器件的伏安特性：i=f(v) 设V=VQ+V1+V2 ，Q静态工作点 将i=f(v)在Q点的泰勒级数展开式：,当m=1,n=2时:存在相乘项a2V1V2由二次方项产生 当m1,n2时:存在高阶相乘项,设: V1=V1mCOSW1t,V2=V2mCOSW2t,i中含有的角频率成分W p,q=|pW1qW2,其中p,q为含

6、零的正整数,性质:当p=q=1; W 1,1=|W1W2相乘项产生的,当p1q1; W p,q无用相乘项由滤波器滤除,.p+q为偶数Wpq由np+q的偶次方项产生的, p+q为奇数Wpq由np+q的奇次方项产生的,结论：要实现理想相乘器，须减少无用高次相乘 项及其产生的组合频率分量。,措施： .从器件特性考虑即选用具有平方律特 性的场效应管或器件特性在VQ的小段 内具有平方律特性,.从电路上考虑即用多个非线性器件够 成平衡电路，去掉一部分无用频率分 量。,.从输入电压大小考虑即减小V1或V2达 到减小高次相乘项及其产生的组合频 率分量。若V1参考;V2输入信号,限制 V2使器件工作在线性时变状

7、态,得到优 良的频谱搬移特性。,2.线性时变状态,i=f(v)在VQ+V1上对V2的泰勒级数展开式：,与V2无关且与V1成非线性关系,设V2取足够小时V22 可略不计,i与V2成线性关系；但系数与V1成非线性关系,即V2=0时的静态电流，用IO（V1）表示,即V2=0时的时变增量电导，用g（V1）表示,i=IO（V）+g（V1）V2,i与V2成线性关系；但系数与V1成非线性关系,将器件工作在这种状态称为线性时变状态，构成频谱搬移电路,3.线性时变状态频率分量：,设,若,W p，q=|Pw1w2|实现了频谱搬移,W1W2时无用频率分量与有用频率分量之间的频率间隔很 大，易通过滤波器滤除无用频率分

8、量，得到有用频率分量。,有用频率分量为（Wc ）的上下边频分量， 无用分量频率（2Wc ，3Wc ，）均远离上、下边频分量。 不存在（Wc 2，Wc 3，）等靠近上、下边频的失真边带分量。,g（V1）是角频率为W1的周期性函数,为中频分量，其它都是远离WI的无用分量，不存在角频率接近WI的组合频率分量。,若构成混频器时:,例1：二极管组成的线性时变电路,设：,V1m取足够大时，使工 作在导通与截止区。,I0（V1）：半周余弦序列,g（V1）=g（t）：矩形脉冲 序列,K1（W1t）：高度为1的单向周期性方波 称为单向开关函数,它的傅里叶级数展开式：,当V2足够小时,二极管工作在线性时变状态,W

9、1W2，3W1W2,例2：一个差分对管实现的线性时变电路,I0=A+BV2,i=ic1-iC2,其中VT=KT/q，T=300K，VT=26mv，V1=V1mCOSW1t,：V1mVT， V1m 260mV时,趋近于方波K2（W1t）， K2（W1t）称为双向开关函数,K2（W1t）= K1（W1t）- K1（W1t-）,i包含的频率成分有：W1，3W1，W1，3W1,：V1m不满足V1mVT时,当x 110，3（x1）很小，忽略,由相乘项产生W1,K2（W1t）,二、双差分对平衡调制器和模拟相乘器 1：双差分对平衡调制器,实现相 乘运算,P为奇数,双向开关函数,V2取值都很小需扩大V2动态范

10、围,从以上分析得：,2：扩大V2的动态范围,平衡调制器差值电流：,V2允许最大的动态范围：,XFC1596集成平衡调制器,双边带调制电路：,当Vcm260mv时，工作在 开关状态。在电路完全对称 的情况下，移去V，仅有Vc 作用时，由于i5=i6，则输出 载波电流应为0。实际电路并 非完全对称，因此电路中必 须设置电位器RW，调节RW 使输出载波电流趋于零。,XFC1596接成同步检波器,3：双差分模拟相乘器,其中：,差模输出：,BG314集成模拟相乘器（Integrated Analog Multiplier）,VEE,1. Vo=AMVxVy,2、构成可控增益放大器。 Vx=VREF， V

11、o=AM VREF Vy Vy=VREF， Vo=AM VREF Vx,3、输出失调电压VOO：,Vx=0、Vy=0时 Vo0,4、 X输入端失调 电压VXIO： Vx=0、Vy 0时， Vo=AM VXIO VY,5、 Y输入端失调 电压VYIO： VY=0、Vx 0时，Vo=AM VYIO Vx,电路的不对称和非线性产生的误差,三、大动态范围平衡调制器AD630,1、S,反相放大器：,2、S,同相放大器：,3、,4、设,构成平衡调制器,AD630内部简化电路,Vo,补偿,+ V1 -,VEE,Vcc,四、二极管平衡混频器,1、电路组成：,2、求iI, VL正半周时：D2D3导通；D1D4截

12、止,A： （VL=0）由VS在RL上产生的电流,B：（ VS =0） 由 VL在RL上产生的电流,C：加上开关函数,VSS为调 制信号 R端口,iI为中频信号 I端口,VLS本 振信号 L端口,VL负半周时： D1D4导通；D2D3截止,RL上的总电流,其频率成分：|PWLWC|；P为奇数。 WI=WL-WC；RL的中频电流：,3、R、L、I各个端口是相互隔离的,VL,VAB=0，L对R隔离的,VS,VCD=0，R对L隔离的,；L、R对I隔离的,4、混频损耗：,定义： 在最大功率传输条件下输入信号的 功率PS对输出信号的功率PI的比值。,单位：分贝,LC,损耗,VS,VI,的能力越差,求LC：

13、a：求PS,ii=（i1-i4）+（i2-i3）,b：求PI,第三节；混频电路,作用：将高频信号变成中频信号,类型：二极管环形混频器； 双差分对平衡混频器； 三极管混频器。,一、通信接收机中的混频器电路,1、主要性能指标：,。混频增益,。噪声系数：,。1dB压缩电平,dBm：表示高于1mW的分贝数,P（dBm）=10lgP（mw）,PI比线性增长低于1dB时所对应的 输出中频功率电平，用PI1dB表示,。混频失真：,。隔离度：,本端口功率与其串通到另 一端口的功率之比。,有些频率成分靠近中频， 输出中频滤波器无法滤除 叠加在中频信号上，引起 失真。,2、二极管环形混频器和双差分对混频器,。二极

14、管环形混频器 分类： 按保证二极管开关工作所需的本振功率电平高低进行分类： Level7，Level17， Level23三种系列 本振功率：7dBm（5mW），17dBm（50mW），23dBm（200mW） 1dB压缩电平所对应的最大输入信号功率： 1dBm(1.25mW), 10dBm(10mW), 15dBm(32mW)。 优点： 频带宽几十到几千兆、噪声系数低（约6dB）、混频失真小、动态范围大 缺点：没有混频增益，端口之间的隔离度低，L口对R口隔离度小于40dB，随着工作 频率的提高而下降。频率提高一倍，隔离度下降5dB。 各端口都必须接入滤波匹配网络，且各端口阻抗均为50。 。双

15、差分对平衡混频器：,AD831,混频增益大， 端口之间的隔离度高,缺点：噪声系数大 （10dBm）， 动态范围小。,优点：,二、三极管混频电路,1、原理：,VBB（t）：时变基极偏置电压,设V S m很小，选择VL（t）、VBB0满足线性时变条件： V LmV S m,混频跨导：,设L2、C2谐振电阻Re；VI=-iI Re，,g m c与V Lm， VBBO有关,2.电路,双栅MOS 混频电路,VDS2受TA的 VGS1（VL）控制,三.混频失真,1.干扰哨声和寄生通道干扰：干扰哨声,P，q,振幅,P=1，q=1；f I=f L-f C,输入信号：f C，f c-F，f C+F，,中频信号：

16、f I，f I-F，f I+F，,P1，q1,f1接近f I，F可听到音频,f1称为寄生中频信号,检波器中得到：F听音，F差拍,哨声,产生哨声,应避免将信号调制在（P1，q1时）接近中频倍数的频率上。,例如：收音机：fI=465KHZ；f c=5351605KHZ,P，q小时，干扰最强，P=0，q=1：f C=f I=465KHZ因不在接收频段内,避免了最强的干扰哨声；P=1，q=2，f C=2f I=930KHZ，能听到,因P+q=3，信号较弱；P=2，q=2，f C=3f I=1395KHZ，更弱,选择合理的f I可减少干扰哨声。低中频法和高中频法,寄生通道干扰：,设：,干扰信号频率,能通

17、过中放叠加 在有用信号上,形 成寄生干扰,寄生通道干扰频率:,中频干扰,在接收fC电台时可听到 干扰频率为fC+2fI的信号 该频率称为镜像干扰频率。,加以抑制,设,接收机在哪几个频率 刻度上能收听到该干扰信号？,在这两个频率刻度上均能听到该干扰 信号。,因此，寄生干扰主要有：1.中频干扰;2.镜像干扰,这两个强干扰。,高中频法和二次混频法，以使中频干扰在输入端被滤除,2.交调失真和互调失真：,交调失真：,混频器输入V：,有用信号,VS,干扰信号VM,本振信号VL,即产生干扰信号的包络,非线性失真,交叉调制失真,互调失真：两干扰信号VM1，VM2互相干扰产生失真，称为互调失真,有用信号中频,寄

18、生中频分量而产生的混频 失真称为互调失真,当,相近且接近,严重互调失真且r+s=3， 称为三阶互调失真,三阶互调失真的截点,fI的振幅：,三阶互调失真分量的振幅：由V4产生的,干扰功率PM；三阶互调失真功率PIM,低频：,高频：,例题,某一混频器，以知PI1dB=10dBm，对应的输入信号功率为0dBm， 求两输入干扰电平均为-20dBm时的输出三阶互调失真电平。,解：,10dBm,0dBm,10dBm,0dBm,-10dBm,PIM3=PI1dB+（1015）dBm=20-25dBm,取25dBm,PM=15dBm,15dBm,25dBm,-20dBm,-20dBm,-80dBm,第四节：振

19、幅调制与解调电路,一、振幅调制电路,1.高电平调制电路,集电极调幅,基极调幅,2、低电平调制电路,电路组成： 相乘器、滤波器、混频器组成,利用低载波法实现单边带发射机,平衡调制后产生的上下边带频率为：,相对频率间隔：,若值太小时很难获取单边带信号,采用低载波法增大相对频率间隔,平衡调制器,第一混频器,第二混频器,功放,二、解调电路,1.二极管包络检波器原理,双边带信号,若：,D的导通状态受同步信号振幅控制，设在不加C时通过D的电流为i。,加上C：,同步信号,分析:,冲快,放慢,直流分量,调制信号振幅,d为检波器电压传输系数，或检波效率,工程古算：,输入电阻R i：,设,放电速度慢 可能产生失真

20、,2.三极管射极包络检波器,3.并联型二极管检波器,Re引响越小,但会引 起非线性失真,因此RL取值不可能太大,要增大Ri用 三极管射极包络检波器,冲电时:,放电时:,4.大信号与小信号检波,大信号:V m500mv,克服VD(On)的影响,小信号检波:,非线性,D在（0，2）内均导通,设：,忽略三次 方以上项,平方律检波,非线性失真,5.二极管检波器的失真,a.要求:V s min=(1-Ma)V mo500mV；RLC低通带宽Fmax,b.RL C，Ma参数选取不当时，会产生惰性失真和负峰切割失真。,.惰性失真,原因:RLC取值过大引起C放电过慢，当振幅下降速度比C放电速度快时产生失真称为

21、惰性失真。,消除或减小失真的方法：在TC周期内C对RL放电速 度大于或等于包落下降速度。,，Ma越大振幅下降速度越快，需减小RLC值才能保证不失真；当Ma、RL、C一定时， 太大会产生惰性失真。工程估算时、Ma取最大值来计算RLC值。,负峰切割失真,直流负载阻抗：ZL（j0）=RL,交流负载阻抗：ZL（j ）=RL/Ri2,平均电压v AV=VAV+Vm COSt；1/CRL,平均电流i Av=IAV+I m COS t; 1/WCCRL,要使检波器不失真i AV.0，即IAVIm设1,VAV=V mo；Vm=Ma V mo,满足不产生负峰切割失真的条件如下：,当Ma一定时，ZL（0），ZL（）受不产生负峰切割失真的限制,当RL、Ri2一定时，Ma太大会产生负峰切割失真,电路的改进,方法：减少交流负载电阻和直流负载