模块4 牵引变流器《列车电力传动与控制》教学课件

《列车电力传动与控制》✩精品课件合集第X章XXXX模块4

牵引变流器第4章牵引变流器

4.1两电平式牵引变流器

4.2三电平式牵引变流器

4.3变流器的设计2024/8/224第4章牵引变流器牵引变流器是交流传动系统的核心部件，能够实现四象限运行，满足列车牵引、制动需要。牵引变流器的基本功能是，把来自接触网或其它交流电源的交流电压，最终变换为频率、幅值可调的三相交流电压，供给交流牵引电动机，将电能转换为机械能，输出转矩驱动动轮旋转，在轮轨间产生牵引力或制动力，使列车运行。在列车电力传动系统中，由于受调速范围的限制，只能采用交-直-交流传动控制技术。交-直-交流传动控制由两部分组成，即网(电源)侧整流器控制和电动机(负载)侧逆变器控制。2024/8/225交-直-交流传动系统变流器由网侧整流器、直流中间环节、电动机侧逆变器及控制装置组成。整流器的作用是把来自接触网的单相交流电压或同步发电机产生的三相交流电压变换为直流。直流中间环节由滤波电容器或电感组成，其作用是储能和滤波。逆变器的作用是将中间环节平直的直流电，通过一定的控制策略，变换为频率、电压可调的三相脉冲交流电，供给交流牵引电动机，进行能量转换驱动列车。牵引变流器根据中间直流环节滤波元件的不同，可分为电压型和电流型两种。电压型变流器直流中间环节的储能器采用电容器，向逆变器输出的是恒定的直流电压，相当于恒压源；电流型变流器直流中间环节的储能器采用电感，相当2024/8/226于恒流源，向逆变器输出的是恒定的直流电流。

在交-直-交流传动系统中，牵引变流器与牵引电动机之间互为电源，又互为负载。牵引电动机一般为异步电动机。在牵引工况，若从负载端来看变流器可分为电压型和电流型两种。由于电压型变流器相对于电流型变流器具有较大的优势，所以在现代轨道列车交流传动领域大多都采用电压型逆变器。电流型变流器只为同步电动机供电或在一些城市、市郊轨道运输装备中使用。交流传动内燃机车等自备能源的列车，变流器由不可控整流器和PWM逆变器组成，动力制动一般采用电阻制动。电力机车/EMU牵引变流器由网侧整流器和电动机侧逆变器两部分组成，无论是网侧的整流器还是电动机侧的逆变器2024/8/227都属于开关电路，电路中开关器件的周期性通断，从根本上破坏了交流电压、电流的正弦波形和连续性，在电压、电流中产生了高次谐波，不仅给污染了电网，而且使电动机运行性能恶化，谐波电流产生的脉动转矩将使电动机产生振动、噪音，影响稳定运行。减小谐波分量最为有效的方式是牵引变流器采用PWM控制。从负载来看可分为电压型和电流型两种。由于电压型变流器相对于电流型变流器具有较大的优势，所以在现代轨道列车交流传动领域大多都采用电压型逆变器。电压型变流器的驱动，一般采用“四象限脉冲整流器＋中间直流电路＋电压型逆变器＋异步牵引电动机”的方式。2024/8/228根据逆变器输出交流侧相电压的可能取值情况，将电压型逆变器分为两电平式和三电平式。二电平式逆变器，可以把直流中间环节的正极电位或负极电位接到电动机上去；三电平式逆变器，除了把直流中间环节的正极或负极电位送到电动机上去以外，还可以把直流中间环节的中点电位送到电动机上去，含有较少的谐波，其输出波形得到了改善，但需要更多的器件。在交流传动领域，当中间电路直流电压时，主电路中变流器通常采用两电平式电路；当时，宜采用三电平式电路结构。2024/8/2294.1两电平式牵引变流器在交-直-交流传动电力机车/EMU系统，典型的两电平式牵引变流器电路，主要由两电平式四象限脉冲整流器、中间直流电压回路和两电平式PWM逆变器组成，由牵引变压器的二次绕组供电，电路结构如图4—1所示。在交-直-交流传动电力机车/EMU中，电源侧变流器采用四象限调节整流器（4qc），它通过PWM斩波控制方法，可以调节从电网输入的电流相位，使所取电流波形接近正弦波形，并能在广泛的负载范围内，使列车的功率因数接近于或达到1，电网只提供有功电能，对减小通讯信号的谐波干2024/8/2211扰和充分利用电网的传输功率方面都具有很重要的意义。另外，四象限变流器能很方便地实现牵引和再生制动之间的能量转换，能取得显著的节能效果。四象限脉冲整流器将来自牵引绕组的单相交流电压变换成直流电，通过滤波储能元件建立稳定的中间直流电压。逆变器把中间回路直流电压变成幅值和频率可调的三相交流电压，供给异步牵引电动机。在起动阶段，逆变器按脉宽调制模式进行控制，恒压频比输出。当逆变器输出达到规定值(基频)后，转入方波控制模式。有时在逆变器和异步牵引电动机之间串入平波电抗器，用以抑制起动过程中电动机电流的谐波分量，改善转矩脉动状况并减少损耗。起动完成后，通过2024/8/2212接触器把它短接。当列车进行再生制动时，整个系统的工作原理及方式没有发生什么变化，主电路结构也不发生任何变化。为了使牵引电动机能够进入发电机状态，控制系统应使异步牵引电动机工作在负的转差频率下。在交流传动电力机车发展的初期，为保证电气制动的可靠性和安全性，还装有制动电阻和转换开关。如果电网不能接受再生能量或网侧整流器发生故障，应立即在无电流状态下接入制动电阻。2024/8/22134.1.1两电平式四象限脉冲整流器1.工作原理在传统的变流技术中，几乎全部采用平波电抗器来达到使直流量平直的目的。在由单相交流电网供电时，是以电网提供无功功率、引起波形畸变为代价，完成了交-直流变换。一个理想的交--直流变流器，应该在直流侧提供平直的直流电流和直流电压，而仅从交流电网吸取有功功率。从原理上讲，这种装置可以由一个无储能部分的变流器和一个分离的储能器组成。

为了在交流供电网中既保持较高的功率因数,又获得平整的直流量,变流器的变比必须能够通过调制技术随时加以2024/8/2214改变，而必要的储能器作为简单的串联或并联谐振电路，与直流侧负载并联或串联。现在能够通过不同的方法，使变流器的变比在许多可能的变比值之间进行有级变换，或者在仅有的两个值（1和0）之间频繁变换。后者可由脉宽调制技术来实现。电压型四象限脉冲整流器的基本原理如图5--2所示，储能器与直流侧负载并联。如果变流器的电压变比为,即调制电压与之关系

(4—1)设电源电压为，将其代入式(4-1)，并令k=Um/udc，则电压比为(4--2)2024/8/2216

在理想情况下，变流器中既没有损耗，也没有储能，所以按功率平衡的概念，可得出从而可求得电流比为若供电网中的交流电流波形为正弦波，且相位与交流电压相同，那么交流电流应表示为。在理想变流器的前提下，其直流功率和交流功率的平均值应当相等，即(4--3)(4--4)2024/8/2217考虑到式（4--2），得到交流电流的幅值为所以，变流器的直流侧电流可通过式（4--4）求得由关系式，可求得流过储能器的电流为由式(4--7)可知，储能器所接受的电流是正弦波电流，其频率为供电频率的2倍，幅值恰好等于直流侧负载电流，(4--5)(4--6)(4--7)2024/8/2218而加在该储能器上的电压是一个纯直流电压。所以，对于这个作为储能器的电抗二端网络来说，加在其上的直流电压不会产生电流，而流过2倍网频的交流电流也不会在其端子上引起电压。显然,最简单的电容器和电抗器串接的谐振电路能满足这些特性的要求,其谐振频率必须等于2倍的电网频率。从以上的分析可以看出，倘若设计的变流器，其电流变比符合式（4--4）的要求，按正弦规律变化，它与具有2倍网频的电容--电抗串联谐振储能器一起，将构成理想的交--直流变流器，既保证了直流侧直流量平整的要求，又满足了交流侧畸变和无功功率尽可能小的要求。至于变流器的电流变比

按正弦规律变化的要求，可2024/8/2219以类似于PWM逆变器的思路，通过脉宽调制的办法来实现。如果逆变器是把输入的直流电压通过脉宽调制技术变换成正弦波形的输出电压，那么，在理想的交—直流变流器中，则是在输出直流电流（亦即直流电压）的情况下，通过脉宽调制来保证交流电流为正弦形，并与交流电压同相，即同相位。

这种由变流器和并联储能器构成，并按PWM方式工作，把交流能量变换为直流能量的装置，称为脉冲整流装置。电压型脉冲整流器在保证电源电流不发生畸变并与电源电压保持同相位的同时，其输出端提供恒定、平整的直流电压，而输出直流电流的大小与负载特性有关。2024/8/2220

2.脉冲整流器主电路分析脉冲整流器是利用电抗器的储能，达到整流、升压、稳压的目的，四象限脉冲整流器能够做到网侧功率因数接近1，并能实现电能的反馈。图4--3所示为电压型四象限脉冲整流器电路。为牵引绕组的漏电感，忽略牵引绕组电阻。四象限脉冲整流器可以看成是由两象限电路插入另外一个开关支路而构成的，因为电感

接受的无功功率，是由直流侧提供而不是从交流电源取得，

和

应当是同相位的,

也就是说，变流器必须具有反馈的能力。四象限脉冲整流器能够执行脉宽调制和能量变换，即整流或反馈两方面功能。这种整流器能够在输入电压和电流平面的所有四象限2024/8/2222中工作。作为电力牵引用的变流器，相应地能够实现牵引、制动状态下前进、后退四种工况。电力机车/EMU交-直-交流传动系统，网侧采用四象限脉冲整流器，构成交-直部分。负载侧采用三相逆变器，形成直-交部分。中间环节为支撑电容和二次波滤波环节。四象限脉冲整流器的突出优点是网侧功率因数高，可达到1，等效谐波干扰电流小。两点式脉冲整流器主电路元件可用两个理想开关SA、SB等效，其开关函数可表示为2024/8/2224由于上下桥臂不允许同时导通，控制各开关支路的导通或关断，即可实现脉宽调制和能量变换。在实现脉宽调制时，us的取值有和0三种电平，即电源电流或者被转送到直流回路(

)，同时使直流电压连接到交流电压侧(

);或者通过变流器将电源短路()，同时也将变流器的输入电压（调制电压）短接（

）。在开关等效电路中,有效的开关组合有四种逻辑关系,即

SASB=00，01，10，11调制电压us

可表示为：

us=（SA—SB）Ud根据开关的开闭状态，整流器有三种工作模式：2024/8/2225

(1)模式1----SASB=00/11

在模式1下,下桥臂开关元件或上桥臂开关元件全部导通,此时us=0，由支撑电容Cd

向负载供电。牵引变压器二次绕组端电压uN

直接加在漏电感LN上，对漏电感LN充、放电：当uN

>0时，D1与T3导通或T2与D4导通，电源电流iN

上升，电源给漏电感LN

储存能量；当uN

<0时，D3与T1导通或T4与D2导通，电源电流iN下降，漏电感LN

开始释放能量，回馈给电源。

(2)模式2----SASB

=01

在模式2下，us=

-Ud

，T1、T4同时关断，由D3、D2或T2、T3导通形成回路。2024/8/2226当uN

>0时，电源电流iN

上升，电源和直流环节(负载)共同给漏电感LN储存能量；当uN

<0时，电源电流iN下降，漏电感LN开始释放能量，供给直流环节(负载)并同时回馈给电源。

(3)模式3----

SASB

=10在模式3下，us=Ud

，T2、T3同时关断，由D1、D4或T1、T4导通形成回路。当uN

>0时，电源电流iN下降，电源和漏电感共同向直流环节提供能量，即变流器工作在整流状态。当uN

<0时，电源电流iN上升，直流环节向漏电感共同提供能量，并同时回馈给电源，即变流器工作在逆变状态。2024/8/2227在实现能量变换时，电源电流究竟是以正的或负的符号流到直流回路(

或

)，还是直流电压以负的或正的符号接到交流侧（

或

），究竟是工作在整流还是逆变反馈状态，这要看是哪些开关支路处于导通状态。根据对3种工作模式的分析，不难发现：

全控桥中相同位置处不同性质的元件导通时，电源处于短路状态。全控桥中对角位置处的相同性质元件导通时，工作在能量传递状态。若T1-T4或T3-T2导通，工作在逆变反馈状2024/8/2228态，由负载向电源回送电能；若D1-D4或D3-D2导通，工作在整流状态，由电源向负载（直流环节）供电。由脉冲整流器等效电路可知：

根据不同的控制模式，可能的取值应为，故在漏电感

上的电压降可取三种不同的值：(4--8)2024/8/2229由于电源侧存在回路电感（或牵引变压器的漏电抗）,因而可使中间直流电压高于由整流二极管D1-D4所产生的最大可能的整流电压，即,为牵引绕组电压的峰值。当时，触发T2，那么变压器副边绕组通过T2-D4短接。由于变压器具有相当大的短路阻抗(对于50Hz接触网，通常短路阻抗）,所以电流上升率是有限的。若使T2-D4重新关断，那么变压器电流经由D1和D4流入中间回路，产生升压斩波的结果，使得在较低的变压器副边绕2024/8/2230组电压下，能够得到较高的中间回路直流电压Ud

。对于us<0(负半波)也有类似的情况。通过对uN、iN

及us的关系分析，两点式电压型脉冲整流器共有12种工作状态。其中，iN

us=0，电源短接；iN

us>0，整流状态；iN

us＜0，逆变状态。表4--1列出了脉冲整流器所有可能的工作状态。从中还可以看出交流电源、附加电抗器（一般为变压器漏抗）和直流侧回路之间的能量转移关系。在表4--1中，无论是牵引工况还是再生制动工况，各自都被分为6种状态。每种状态的能量转换关系是互不相同的。与每种状态对应的等效电路如图4--4所示。UNiNUsULN导通器件iN

变化工作状态能量传递电路>0>00UNT3D1/T2D4

电源短接UN→LNb,c+UdUN－UdD1D4

整流UN＋LN→Udd--UdUN＋UdT2T3

逆变UN＋Ud→LNa<00UNT1D3/T4D2

电源短接LN→UNf,g+UdUN－UdT1T4

逆变Ud

→UN＋LNe--UdUN＋UdD2D3

整流LN→UN＋Udh<0>00UNT3D1/T2D4

电源短接LN→UNb,c+UdUN＋UdD1D4

整流LN→UN＋Udd--UdUN－UdT3T2

逆变Ud→UN＋LNa<00UNT1D3/T4D2

电源短接UN→LNf,g+UdUN＋UdT1T4

逆变UN＋Ud→LNe--UdUN－UdD2D3

整流UN＋LN→Udh

电压型四象限脉冲整流器的工作状态表4--1

2024/8/2234如果把一台机车上的几组四象限整流器错开相位进行斩波，比如四组四象限整流器相互位移900，可成倍地提高接触网上的等效斩波频率，进一步改善接触网的性能。所以脉冲整流不同于一般的整流电路，它是一种交直流斩波升压电路，其输出直流电压可从交流电源电压峰值附近向高调节，若要向低调节将会使电路性能恶化，以至不能工作。与此同时，通过调制，可使直流电压在电源回路的两端产生工频交流正弦电压。通过对相位和幅值的控制，可以达到电源侧回路内电流与同相位，即基波相位移系数等于1，同时由于调制的频率足够高或者电感足够大，可使电流畸变系数接近于1，这样就可使功率因数接近于1。2024/8/2235必须指出，在有限的调制开关频率和电感之下，除了基波外，还包括高次谐波。因此，整流电流除了直流分量和二倍网频交流分量外，还包括更高次谐波电流分量。同时，在接触网中同样存在高次谐波分量，所以接触网的功率因数总是略小于1。脉冲整流器的等值电路与相量图，如图4—6a所示。脉冲整流器工作在牵引、制动状态下的基波向量图，如图4—6b、c、d所示。相量图中忽略了电阻压降。由四象限脉冲整流器的等效电路可知：

(4--9)2024/8/2237(4—9a)式中----变压器短路阻抗电压的标幺值，牵引变压器一般取0.3～0.35。

----整流器的调制度

，一般取。

----直流侧输出电压。由式(4—9a)计算可得到由此可见，整流器输出直流电压与变压器牵引绕组输出电压成正比关系，与整流器的调制度成反比关系。(4—9b)电压型PWM整流器电路是升压整流电路，其输出直流电压可以从交流电源电压峰值附近向高调节，若向低调节会使电路恶化，甚至不能工作。

由式(4—9)和向量图可知，由与方向之间的关系可以判定四象限整流器的工作状态。当与方向一致时，为整流状态，与方向相反时，为逆变状态。从表4--1四象限整流器工作状态表可以看出整流状态有四个，而实际在列车中，只需要第一象限和第三象限的整流状态，而逆变只需要第二象限和第四象限的逆变状态。两点式脉冲整流器控制采用SPWM调制，整流器每个桥臂电路的控制方法是由三角形载波与正弦调制波的交点来决定桥臂中上下两个元件的换流时刻。二个桥臂的正弦调制波调制方式相同、相位差为180°。3.两电平脉冲整流器PWM控制原理理想电子开关的状态选择，通过PWM过程中调制波与载波间的相互关系产生，在调制波与载波交点时刻控制电路中开关元件的通断，按照A、B两端分别产生相应的开关状态值。A、B两端的调制信号相位应相反，而载波信号相位相同，也可共用一个载波信号。调制方式如图4-7所示。当A端调制波urA>uc，电子开关SA=1，否则SA=0。当B端调制波urB>uc，电子开关SB=1，否则SB=0。两电平脉冲整流器PWM波形如图4-8所示。2024/8/2241

4.中间直流储能环节在交-直-交流变流器中，储能器是联接四象限脉冲整流器和负载端逆变器之间的纽带，一般称之为中间回路。它不仅起到稳定中间环节直流电压的作用，而且还承担着与前后两级变流器进行无功功率交换和谐波功率交换的作用。电压型脉冲四象限变流器中间直流环节由两个部分组成：一个是相应于2倍电网频率的串联谐振电路(也可以取消)，另一个是滤波电容器（支撑电容器）和过电压限制电路。(1)二次谐波滤波电路2024/8/2242分析四象限整流器的工作过程，可知如下三点：其一，因为串联谐振电路对2倍网频调谐，所以二次谐波电流从这个谐振电路流过，而直流分量流入负载。其二，2倍网频的串联谐振电路的无功功率，来自与漏电感的功率交换，因而降低了电源瞬时功率的脉动分量。其三，电源的感性无功功率需要一个容性的无功功率来加以平衡，所以，从电源侧来看，四象限整流器可以用一个可变电容C和一个可变电阻RL的并联电路来等效。可变电容代表其与漏感LN交换无功功率的那个部分，而RL代表不同负载所要求的有功功率。2024/8/2243由脉冲整流器输出的电流中含有大量的高次谐波，其中二次谐波对系统性能的影响最大。二次串联谐振电路的作用就是消除二次谐波,有必要对二次谐波产生的机理进行分析。交流电源供给的瞬时功率

（4--10）其中包含了一个恒定分量和一个以2倍电源频率脉动的交变分量。变压器漏电抗上的瞬时功率应为变流器输入瞬时功率为按照理想变流器的概念，根据能量守恒原理，即有iN(t)us(t)=idc(t)Ud

，可计算变流器输出电流（4--11）（4--12）（4--13）2024/8/2245由此可见，变流器的输出电流由两部分构成，其中直流分量流入负载，幅值为的二次谐波电流分量从串联谐振电路流过，并吸收漏电抗产生的无功功率，可降低电源瞬时功率的脉动。在选择串联谐振电路的电感和电容值时，除了考虑很大的谐振电流可能在电容器上产生过电压的危险外，还必须要考虑电抗器的结构尺寸与电感值。持续电流与最大电流有关，而电容器的结构尺寸与电容值、最大电压以及充电损耗有关。一般而言，在条件满足时，可以先选定较大容量的电容器，再选取电感器。所以，适当、合理选择参数，将有助于减少总费用。

2024/8/2246(2)支撑电容器在理想情况下，特别是当负载纯粹是一个电阻时，并不需要另外一个储能器。因为反映漏感和四象限整流器之间无功功率变换的二次谐波电流从串联谐振电路上流过，而流到负载上去的是一个纯直流分量。但是实际上，由于以下原因，在脉冲整流器的输出端，或者说在中间回路中，由电容器构成的另一个储能器是必不可少的，这是因为：在脉宽调制过程中，首先要与脉冲整流器、逆变器交换无功功率和谐波功率，同时还与异步电动机交换无功功率。其次，由于串联谐振回路中实际存在着电阻，二次谐波电流并非全部通过串联谐振电路，而是由串联谐振电路和支撑电2024/8/2247容器分流。所以，从这个角度来说，支撑电容器也承担着一部分与变压器漏感交换无功功率的任务。支撑电容作为储能器，支撑中间回路电压使其保持稳定。如果这个电容器太小，变流器的控制将变得相当困难。因为控制稍有一点误差，中间回路的电压就会出现很大的波动。由于中间回路与两端变流器之间存在着复杂的能量交换过程，迄今还没有简单实用的方法来选择合适的支撑电容器的值。但可以通过系统仿真，并按照以下准则来判定经验取值的正确性。这些准则包括：a.对中间回路直流电压保持稳定，峰--峰波动值不超过规定的允许值。2024/8/2248b.中间回路直流电流连续，其值不超过规定的许可值。c.中间回路的损耗应保持最小。d.所选择的电容器的参数不会影响整个系统的稳定性。e.应当成功地抑制逆变器和电机中发生的暂态过程，保持系统稳定。需指出，在实际应用中，若中间回路的电容器选择不合理，其高频电流可能对通信和信号系统产生电磁干扰。在交-直-交流传动系统中实施电气制动时，反馈到直流环节的能量将通过四象限整流器全部回馈到电网上去。而当列车出现打滑、空转或者从受电弓处网压中断等情况时，中间直流环节可能出现瞬时过电压。为了防止过电压对变流器2024/8/2249造成损坏，在中间环节设置有瞬时过电压限制电路，也称之为过压保护斩波电路，如图4--3中被虚线框的T5-D5-R1-D6部分。该电路由IGBT元件T5和限流电阻R1构成，这是一种多次重复式的保护电路。当有过电压出现时，T5导通，直流回路的能量经限流电阻R1放电和释放，消除过电压。对于直-交传动模式(地铁、轻轨由直流电网供电)，制动时反馈到电网的电能可被运行在同一电网上的其它列车消耗掉。当其它列车不能完全消耗制动再生能量时，制动能量会使直流电网电压升高，若电压升高过多时可能会损坏变流器。因此，在此模式下的直流环节需要设置电阻制动，通过电阻来消耗制动能量，以获得持续稳定的制动力。

2024/8/2250

(3)中间直流环节电压的稳压控制四象限脉冲整流器控制，普遍采用瞬态直接电流控制和电压相量控制两种方法。而比较起来，瞬态电流控制具有更好的瞬态特性，并且在电网电压发生畸变的情况下，四象限整流器输入电流的畸变也很小。因此实际应用中大多数都采用瞬态电流控制策略。我国“中原之星”电动车组和“奥星”电力机车、CRH2动车组都曾采用瞬态电流控制的方法。瞬态直接电流控制其控制原理框图如图4—9所示。它主要由电压、电流传感器，电压、电流调节器，比较器、函数发生器、运算器和SPWM控制器等组成。其数学表达式为：锁相环时钟发生器2024/8/2252式中——PI调节器的参数；——中间直流侧电压给定值；——中间直流环节电压和电流；——比例放大系数；——网侧电压的较频率。瞬态电流控制的基本思想：为达到使中间直流环节电压（4--14）2024/8/2253恒定控制之目的，需将实时检测到的中间直流电压Ud与给定值比较，若时，PI调节器的输出增加,使脉冲整流器的输入电流增加，达到增加Ud的目的。当时，调节过程则反之。实时检测电网的电压与电流值，按照式（4—14）构成运算电路，输出为参考电压信号，即调制信号us，在这个调制信号中包含了相位角和幅值的信息。该调制信号与三角载波进行SPWM调制，生成PWM信号以驱动开关器件。根据瞬态电流控制原理图可知，瞬态电流控制为电压与电流的双闭环控制系统。当某一参数发生变化时，控制系统具有自动校正调节功能，

最终将其达到稳态平衡。2024/8/22544.1.2两电平式逆变器逆变器与整流器相反，是将直流电变成交流电的装置。逆变器可分为无源逆变和有源逆变，若交流侧接负载则为无源逆变器；若交流侧接电网为有源逆变。交-直-交型变流器由交-直变换和直-交变换两部分组成。直-交变换就是逆变器，如干电池、蓄电池和太阳能电池等直流电源向交流负载供电时，需要依靠逆变器进行变换。交流异步电动机调速、不间断电源、感应加热电源等电力电子装置的核心部分，就是逆变电路。牵引逆变器的作用是把中间直流电压变换成三相交流电压,为异步牵引电动机提供频率和幅值可调的三相交流电源,2024/8/2255同时通过调节三相输出电压波形控制牵引电动机的磁通和转矩。因此,异步牵引电动机的驱动性能主要取决于逆变器的控制。提高逆变器的开关频率,实现高动态性能控制技术(如磁场定向矢量控制和直接转矩控制)，有利于异步牵引电动机体现其优秀的牵引性能。牵引逆变器一般均采用电压型，按照输出特性，分为六阶波型和PWM型。PWM型按输出电平数的不同，可分为两点平（两点式）和三电平（三点式）两种。2024/8/2256

1.三相电压型逆变器(六阶波型)(1)逆变器电路结构

逆变器一般接成三相桥式电路，以便输出三相交流变频电源。

三相逆变器电路由6个全控开关元件T1～T6构成，如图4—10所示。在每个周期中，控制各个器件轮流导通和关断，可在输出端得到三相交流电压。改变开关管导通和关断的时间，即可得到不同的输出频率。(2)输出电压波形及等效电路在同一桥臂，上、下两元件之间互相换相，这时每个开关元件在一个周期中导通180°电角度，其它各相也是如此,只不过三相对应元件相差120°电角轮流导通，使T1-T6各元2024/8/2258件每隔60°电角轮换导通，在每一时刻都有三个开关元件同时导通。可能是上面一个桥臂下面两个桥臂，也可能是上面两个桥臂下面一个桥臂，每次换流都是在同一相上下两个桥臂之间进行，即纵向换流。各开关元件的导通情况和电压波形如图4--11所示。

对于A相，当桥臂1导通时，

；当桥臂4导通时，。即的波形是幅值为的方波。B、C相的情况与A相类似，其波形、与相同，只是在相位上依次相差1200。负载上承受的线电压、相电压可按下式计算：假设负载中点o与直流电源假想中点N之间的电压为,2024/8/2259则各相负载的相电压分别为将上式各项相加，经整理可计算出的波形也是方波，但其频率为频率的3倍，幅值为其1/3，即为

。其波形如图4—11g所示。利用上述关系，可做出各相负载上的相电压uAo、uBo、uCo波形，如图4—11d~f所示。2024/8/2260负载线电压可按下式计算出：其波形如图4—11h~j所示，各线电压波形相同，只是在相位上依次互差1200。若将每一时刻逆变器各元件的开关情况以一等效(元件开通时认为短路，元件断开时认为断路)电路表示，也很容易得到任一时刻的相、线电压，从而绘出相、线电压波形。三相异步电动机作为逆变器的负载，其各相绕组等效阻抗总是对称的，则有。根据各开关元件在一个周期的导通情况，可做出相应地等效电路，如图4-12所示。例如:在0～60°范围内，T1、T5、T6同时导通，T2、T3、T4同时关断，此时电动机绕组等效阻抗中的与并联，再与相串联。阻抗、上的相电压应相等，即2024/8/2263

相应阻抗上的相电压为

由图4-11可见，在每个周期内，相电压波形由六个阶梯状波形组成（常称六阶波）。这种六阶波是在开关元件按180°导通角导通,使负载电位在正负两个180°宽的矩形波的条件下获得的。

当逆变器按照六阶波方式输出时,其相电压波形为六阶波、线电压为矩形波,都不是异步电动机工作所要求的正弦阶段0~600600~12001200~18001800~24002400~30003000~3600导通元件T1、T5、T6T1、T6、T2T1、T3、T2T3、T4、T2T3、T5、T4T5、T4、T6等效电路相电压uAoUd

/32Ud/3Ud

/3-Ud

/3-2Ud/3-Ud

/3uBo-2Ud/3-Ud

/3Ud

/32Ud/3Ud

/3-Ud

/3uCoUd

/3-Ud

/3-2Ud/3-Ud

/3Ud

/32Ud/3线电压uABUd

Ud

0-Ud-Ud0uBC-Ud0Ud

Ud

0-UduCA0-Ud-Ud0UdUd

1800导通型逆变器在各阶段的等效电路与输出电压

表4--22024/8/2265波,但从六阶波的变化趋势来看已基本上接近于正弦波,在一定条件下(频率较高时)可以向异步电动机供电。但需注意：采用开关型逆变器对异步电动机供电时,六阶波相电压对异步电动机的运行性能影响较大,使用时要特别关注这一点!根据逆变器输出相电压的六阶波形和线电压的矩形波形，利用富氏级数对相电压和线电压进行谐波分析，可以求出对应电压的有效值，即式中,，k为自然数。输出相电压的有效值UA0、基波幅值和有效值分别为：通过谐波分析，可见逆变器的输出中，不论相电压还是线电压，除基波外还包含了许多高次谐波。这些高次谐波将对异步电动机的稳定运行产生不良影响。在180°导通型逆变器中，为了防止同一相上下两桥臂的开关元件同时导通而引起直流侧电源短路，要求采取“先断后通”的原则，在关与开的元件之间留有一个短暂的时间间隔，形成一个死区时段，即先给应关断的元件施加关断信号，待其关断后流出一定的时间裕量，然后再给相应欲导通

输出线电压的有效值UAB、基波幅值和有效值分别为的元件施加开通信号。死区时段的长短应按照元件的开关速度具体确定，元件的开关速度越快，所留的死区时段将越短。(3)输出电流波形逆变器的负载是异步电动机，属电感性负载。当逆变器以六阶波电压对电动机供电时，其电流波形在负载电感的作用下将趋于平滑，其平滑程度将与六阶波电压的频率有关。

当电压频率较高时，异步电动机定子绕组电感对电流的滞后作用相对突出，因此将获得接近正弦形的电流波形，如图4—13(a)所示。这样便可大大消除阶梯状电压波形带来的不利影响，可使异步电动机正常运行。当电压频率较低时，六阶波电压波形延续时间相对变长，绕组电感只能在电压阶跃变化的一个较短暂时间内对电流起滞后作用，电流波形将与电压波形接近，如图4-10(b)所示。频率愈低，电流波形也愈接近六阶波，其中的高次谐波电流成分也愈多，必将增大异步电动机的附加转矩和损耗，恶化异步电动机的运转性能，并对通讯发生干扰。在超低频状态下按六阶波对异步电动机供电时,它不能满足电动机的拖动要求,需要采用其他的供电方式来解决。2024/8/2270

2.电压型两电平式三相PWM逆变器电压型两电平式三相逆变器主电路由六个带无功反馈二极管的全控型开关元件T1～T6组成，可以认为它是由三个单相半控桥逆变器电路组合而成，如图4—14a所示。为了分析方便，将直流电源Ud

看成是由两个Ud

/2电源串联而成的，这样可产生一个假想的中点“N”。逆变器电路采用双极性调制方式，a、b、c三相的PWM控制共用一个三角形载波uc，调制信号ura、urb、urc依次相差三分之一周期。三相控制规律相同，以a相为例进行分析。当ura>uc时，给上桥臂开关元件T1以导通信号、下桥臂开关元件T4以关断信号，则a相相对于直流电源假想中点N的2024/8/2272输出电压uaN

=Ud

/2。当ura<uc时，给T4以导通信号，给T1以关断信号，则有uaN

=-Ud

/2。T1和T4的驱动信号始终是互补的，当给T1（T4）施加导通信号时，可能是T1（T4）导通，也可能是二极管D1（D4）续流导通，这要由感性负载中电流的方向来决定。根据输出波形图可看出：相对直流电源假想中点N的各相电压波形，都只有两种电平，即Ud

/2、-Ud

/2。

线电压uab=uaN

–ubN

。线电压可有三种电平，即Ud/2、-Ud/2、0。当开关元件T1和T6导通时，uab=ud

；当T3和T4导通时，uab=-ud

；当开关元件T1和T3或T4和T6导通时，uab=0.负载相电压可按下式计算得到：其中这样，逆变器输出的相电压PWM波形由、和0共五种电平组成。

在电压型PWM控制的逆变器中，同一相上下两个桥臂的驱动信号都是互补的，但实际上为了防止上下两个桥臂直通而造成短路，需要在上下两桥臂通断切换时留一小段上下桥臂同时施加关断信号的时间区域，即死区时段，以确保“先断后通”。死区时段的长短主要由开关元件的关断时间来决定。死区时段的存在将会给输出波形带来一定的影响，使波形可能稍微偏离正弦波形，产生一定的谐波。2024/8/22754.1.3内燃机车牵引变流器内燃机车为自备电源的机车，柴油机驱动三相同步发电机产生三相交流电，按照恒功率方式供给变流器。牵引变流器由不可控三相桥式整流器、中间直流环节和电压型三相逆变器组成。中间直流环节通过支撑电容进行滤波、稳压。逆变器一般为两电平逆变器。内燃机车交流传动也属于交-直-交流传动系统，由于电能供给方式不同，与外接电源恒电压供电的交流传动系统相比较，在交-直部分存在差异，区别在于整流器采用不可控整流器，中间环节储能器只设支撑电容器，仅与逆变器负载交换无功能量和谐波功率。直-交部分与其它传动系统相同。2024/8/22774.2三电平式牵引变流器四象限变流器最初采用二点式(如德国的E120型机车)，从上世纪90年代以来，国外电力机车(动车组)上开始采用三电平式(如瑞士460型机车、日本新干线E2-1000)。三电平式四象限变流器电网电流波形更接近于正弦波形,比二电平式四象限变流器具有更好的输出性能与可靠性。三电平式牵引变流器电路结构如图4--17所示，它主要由三电平式脉冲整流器、中间直流环节和中点嵌位型三电平式逆变器等几部分组成。四象限脉冲整流器是交-直-交流传动电力机车(或EMU)的电源侧变流器，在牵引时作为整流器，在再生制动时作为2024/8/2278逆变器。它在牵引或再生制动工况下应能满足以下三点:保证直流中间环节的电压恒定；交流电网侧功率因数接近1；电网电流波形接近正弦波形。三电平式逆变器由开关元件IGBT组成三相逆变桥，每个桥臂由两个全控型开关元件串联构成，这两个开关都反向并联了二极管。两个串联开关元件的中点通过嵌位二极管和直流侧支撑电容的中点相连接。逆变器将直流电逆变成频率可调的矩形波交流电。当逆变器通电时，瞬时冲击电流较大。为了保护电路元件，加限流电阻，延时一段时间后，通过控制电路使开关K闭合，将限流电阻短路。

2024/8/22804.2.1三电平式四象限脉冲整流器三电平式脉冲整流器由8个IGBT元件组成两相整流桥，作用是将单相交流电变换为直流电，如图4—18所示。由、组成二次滤波装置。支撑(滤波)电容滤除整流后的电压纹波，并在负载变化时保持电压平稳。支撑电容在电路中被分为相串联的两部分，工作时需要控制两电容器电压的均衡。

三电平式牵引变流器的中间储能环节和两电平式牵引变流器的作用及选取方法相同。

1.主电路的结构及工作模式为了分析方便，定义了两个三点式电子开关SA、SB，来2024/8/2282代替开关元件将主电路简化，图4--19为三点式四象限脉冲整流器的等效主电路结构简图。图中为支撑电容，、分别为2次谐波滤波支路的电感和电容。

直流中间环节相串联的两支撑电容，可使开关SA与SB得到、

、0三种电平，分别用1、-1、0表示。

根据SA与SB所取开关状态的不同，A、B两点间的调制电压us

可以有9种组合方式，对应着主电路有9种工作模式，如表4--3所示。

短路短路整流逆变充电放电充电放电短路工作状态短路短路逆变整流放电充电放电充电短路工作状态能量传递反向导通回路能量传递正向导通回路T32-T31-D41-D42T42-T41-D31-D320-1-19D22-D21-T11-T12D12-D11-T21-T220+1+18D21-D22-D41-D42T42-T41-T21-T22-Ud+1-17T32-T31-T11-T12D12-D11-D31-D32+Ud-1+16T32-D62-D41-D42T42-T41-D52-T22-Ud/20-15T32-T31-D51-T12T42-D61-D31-D32+Ud/2-104D22-D21-D51-T12T42-D61-T21-T22-Ud/2+103T32-D62-T11-T12D12-D11-D52-T22+Ud/20+12T32-D62-D51-T12T42-D61-D52-T220001UN<0UN>0UsSBSA模式序号三电平式脉冲整流器的开关状态表表4—3UN→LNUN→Cd1Cd1→UNCd1→UNUN→Cd1UN→Cd2Cd2→UNCd2→UNUN→Cd2UN→UdUd

→UNUd

→UNUN→UdUN→LNLN→UNUN→LNLN→UNLN→UN2024/8/2285(1)模式1---SA=0、SB=0开关元件T42，T22，T32，T12导通，T11、T41、T21、T31关断，网侧调制电压us=0。当UN

>0时，由开关元件及反馈二极管构成正向电流通路

T42-D61-D52-T22，正向网侧电流iN

增大，uN

向网侧电感LN供电。当UN

<0时,通过T32-D62-D51-T12构成电流通路，反向电流减小，

uN

向网侧电感LN反向供电。此模式下，网侧电源向电感进行正、反向供电，与负载之间没有能量传递。在负载侧，支撑电容Cd1、Cd2通过负载电流进行放电。2024/8/2286(2)模式2---SA=1、SB=0开关元件T11、T12、T22、T32导通，T41、T42、T21、T31关断，us=Ud

/2。当UN

>0时，由开关元件及反馈二极管构成正向电流通路D12-D11-D52-T22。若

UN

>Ud

/2（或UN<Ud

/2）时，网侧电流iN

增大（或减小），并向支撑电容Cd1进行充电，支撑电容Cd2通过负载电流进行放电。当UN

<0时，开关元件及反馈二极管构成反向电流通路T32-D62-T11-T12。支撑电容Cd1向网侧电源放电(反向充电)，支撑电容Cd2通过负载电流进行放电。2024/8/2287(3)模式3---SA=0，SB=1开关元件T12、T42、T21、T22导通，T11、T41、T31、T32关断，us

=-Ud

/2。当UN>0时，由开关元件及反馈二极管构成正向电流通路T42-D61-T21-T22，支撑电容Cd1通过正向网侧电流进行放电，支撑电容Cd2通过负载电流进行放电。当UN<0时，由开关元件及反馈二极管构成正向电流通路D22-D21-D51-T12。当反向电源电压大于(或小于)Ud

/2时，网侧电流iN

将减小(或增大)，反向网侧电流将对支撑电容Cd1进行充电，而支撑电容Cd2通过负载电流进行放电。2024/8/2288(4)模式4---SA=0、SB=-1开关元件T12、T42、TT31、T32导通，T11、T41、T21、T22关断，网侧电压us=Ud

/2。当UN>0时，由开关元件及反馈二极管构成正向电流通路T42-D61-D31-D32。如果正向电源电压UN大于(或小于)Ud

/2，网侧电流将增大(或减小)，对支撑电容Cd2充电，与此同时Cd1通过负载电流放电。当UN<0时，由开关元件及反馈二极管构成反向电流通路T32-T31-D51-T12，支撑电容Cd2向电源放电，而Cd1通过负载电流放电。2024/8/2289(5)模式5---SA=-1、SB=0开关元件T41、T42、T22、T32导通，T11、T12、T21、T31关断，us=-Ud/2。当UN>0时，由开关元件及反馈二极管构成正向电流通路T42-T41-D52-T22，支撑电容Cd2通过正向电流向电源放电，而Cd1通过负载电流放电。当UN<0时，由开关元件及反馈二极管构成反向电流通路T32-D62-D41-D42。当反向电源电压大于(或小于)Ud/2时，反向网侧电流将对支撑电容Cd2进行充电，而支撑电容Cd1

通过负载电流进行放电。2024/8/2290(6)模式6---SA=1、SB=-1开关元件T11、T12、T31、T32导通，T41、T42、T21、T22关断，us=

Ud

。当UN>0时，由开关元件及反馈二极管构成正向电流通路D12-D11-D31-D32，网侧电流对支撑电容Cd1、Cd2充电，并向负载端提供电能，即工作在整流状态。当UN<0时，由开关元件及反馈二极管构成反向电流通路T32-T31-T11-T12，支撑电容Cd1、Cd2

向网侧电源放电，负载通过反向电流向网侧传递能量，即工作在逆变状态。2024/8/2291(7)模式7---SA=-1、SB=1开关元件T41、T42、T21、T22导通，T11、T12、T31、T32关断，us=-Ud

。当UN>0时，由开关元件及反馈二极管构成正向电流通路T42-T41-T21-T22，支撑电容Cd1、Cd2

通过网侧电流放电，负载端向网侧电源输出电能，即工作在逆变状态。当UN<0时，由开关元件及反馈二极管构成反向电流通路D21-D22-D41-D42

，网侧反向电流对支撑电容Cd1、Cd2

充电，并向负载端提供电能，即工作在整流状态。2024/8/2292(8)模式8---SA=1、SB=1开关元件T11、T12、T21、T22导通，T41、T42、T31、T32关断，us=0，网侧电源被整流器短路。当UN>0时，由开关元件及反馈二极管构成正向电流通路D12-D11-T21-T22，网侧电源被整流器短路，电流增大，电源只向网侧电感供电，与负载端没有能量传递。支撑电容Cd1、Cd2通过负载电流进行放电。当UN<0时，由开关元件及反馈二极管构成反向电流通路D22-D21-T11-T12，网侧反向电流只向网侧电感反向供电(电感放电)，与负载端没有能量传递。支撑电容Cd1、Cd2通过负载电流进行放电。2024/8/2293(9)模式9---SA=-1、SB=-1开关元件T41、T42、T31、T32导通，T11、T12、T21、T2关断，us=0，网侧电源被整流器短路。当UN>0时，由开关元件及反馈二极管构成正向电流通路T42-T41-D31-D32

，网侧电源被整流器短路，电流增大，电源只向网侧电感供电，与负载端没有能量传递。支撑电容Cd1、Cd2

通过负载电流进行放电。当UN<0时，由开关元件及反馈二极管构成反向电流通路T32-T31-D41-D42

，网侧反向电流只向网侧电抗反向供电(电感放电)，与负载端没有能量传递。支撑电容Cd1、Cd2

通过负载电流进行放电。2024/8/2294通过对三电平式脉冲整流器九种工作模式的分析，可以得出如下结论：

us=0，三种模式(模式1、8、9)，网侧电源被整流器短路，电源只与网侧电感进行能量传递，网侧电压uN

的正向（反向），电流iN

增大（减小），对电感进行正（反）向供电。网侧电源与负载端没有能量传递关系。支撑电容通过负载电流向负载放电。

us=Ud

/2，两种模式(模式2、4)，网侧电源与支撑电容Cd1或Cd2之间进行能量传递。网侧电压uN

的正向对支撑电容Cd1或Cd2进行充电；uN

的反向由支撑电容Cd1或Cd2放电。

us=-Ud

/2，两种模式(模式3、5)，网侧电源与支撑电容2024/8/2295Cd1

或Cd2

之间进行能量传递。网侧电压uN

的正向对支撑电容Cd1

或Cd2

进行放电；uN

的反向由支撑电容Cd1

或Cd2

充电。

us=Ud

/-Ud

，两种模式(模式6/7)，网侧电源与负载之间进行能量传递，整流器工作在整流或逆变状态。在模式6的正向通路与模式7的反向通路，网侧电源向负载供电，整流器工作在整流状态；在模式6的反向通路与模式7的正向通路，负载向网侧电源馈电，整流器工作在逆变(再生)状态。从开关元件工作情况(取值)来看：

SA=SB，网侧电源被整流器短路，。

，电源与Cd1

或Cd2

交换能量，。SA=-SB，网侧电源与负载之间传递能量，。2.三电平式整流器PWM控制原理四象限整流器各桥臂元件的开关状态采用正弦调制波与三角波相交的方法，则在A、B端可获得正弦脉宽调制的电压波形。为了减小谐波，A端与B端的调制波和载波在相位上均分别相差180°，载波的正向和负向也相差180°，调制方式如图4-20所示。2024/8/2297三电平脉冲整流器等效电子开关的状态由对应的载波信号与调制信号的相互位置而定，其状态值按式（4-27）给定条件确定。三电平脉冲整流器在PWM控制方式下，输入端调制电压的调整波形，如图4-21所示。调制电压存在五种电平，即、、0电平。图4-21三电平脉冲整流器PWM控制调制波形2024/8/2299

3.三电平式整流器调节过程由表4--3可见,在牵引或再生工况下，、各对应一种导通回路。、

各对应两种导通回路，而

则对应着三种导通回路。

根据脉冲整流器等效电路，若忽略与us的高次谐波，只考虑其基波与us1

,则有调整的幅值和相位，即可使在四个象限内随意变化。牵引时与同相，再生制动时与反相，功率因数接近1。四象限脉冲变流器的就是按照这一基本原理工作、调节控制的。2024/8/22100牵引及制动工况的调节过程分析如下：

(1)牵引工况设系统原稳定运行于A点(参见图4--22)，此时与同相，两者的夹角

，功率因数为1。当负载增加时，直流中间环节电压瞬时下降，同时的幅值也下降，系统工作点由

点移至点运行，导致

(假定顺时针方向为正，下同)，通过控制电路调整的幅值及相位角，使它们逐步增大，可使工作点由调整到点，此时恢复到与同相，同时,输入电流也相应地增加。若负载减小，瞬时上升，的幅值也瞬时上升，系统2024/8/22102由点移至点运行，导致，通过控制电路调整的幅值及相角

，使其减小，可将调整到点，此时恢复到与同相位，同时

，输入电流也相应地减小。(2)再生工况设系统原稳定运行于A点，此时与相位相反，即、。再生工况时的调解过程如图4--23所示。当再生反馈能量增加时，瞬时上升，使得幅值也瞬时上升，系统由A点移至点运行，将导致

。通过控制回路调整的幅值及，可使调整到2024/8/22103点，此时，与反相，同时，表明反馈到电网的电流增加，以平衡再生反馈能量的增加。若再生反馈能量减小时，瞬时下降，将导致的幅值也瞬时下降，系统由A点移至点运行，将出现。通过调整的幅值及相位角，可使调整到点。此时与之间的相位又恢复到，同时

，表明反馈到电网的电流减小，以平衡再生反馈能量的减小。由以上分析可见，导致瞬时上升的情况有两种，一是牵引工况负载减小，另一是再生工况反馈能量增加。前者要求减小（指绝对值，下同），而后者要求增大。控制2024/8/22104时为了使后续电压型逆变器稳定工作，需保持稳定，故需采用电压闭环控制，通过求出偏差的绝对值，用以控制，式中为基准值，为实测值。牵引时，再生制动时

。牵引工况负载减小时，下降，控制使之减小；再生工况反馈能量增加时，上升，控制使之增大。反之同理。2024/8/22105

与两电平式PWM整流电路相比，三电平式整流器PWM调制波的主要优点：一是对于同样的基波与谐波要求而言，开关频率低得多，从而可以大幅度降低开关损耗；二是每个主开关器件关断时所承受的电压仅为直流侧电压的一半，因此这种电路特别适合于高电压大容量的应用场合。不过三电平式PWM可逆整流器的缺点也是显而易见的，一方面其主电路拓扑使用功率开关器件较多，另一方面，控制也比两电平式复杂，尤其是需要解决中点电位平衡问题。2024/8/221064.2.2三电平式牵引逆变器三电平式逆变器的电路图如图4-24所示。其主电路采用两主管串联与中点带箝位二极管的方案，可使主管耐压值降低一半。主管一般采用IGBT或IPM等新型全控元件。由图4--24可见，每相桥臂的四个主管有三种不同的通断组合，对应三种不同的输出电位。以A相为例，与导通为模式1，接通P，输出电压为

；与导通为模式2，接通o，输出电压为0；与导通为模式3，接通N，输出电压为

。三点式逆变器要求主管与不2024/8/22108能同时导通，并且和、和控制脉冲是互反的。此外，为了防止同一相上下两桥臂的开关元件同时导通而引起直流侧电源短路，电压型逆变器中上述主管通断转换必须遵循先断后通的原则，即先给应关断的元件关断信号，待其关断后留一定的时间裕量，然后再给应导通的元件发出开通信号，在两者之间留出一个短暂的死区时间，死区时间的长短由开关元件的开关速度来定。

从一相的输出波形来看，它有两种工作方法：一种只有一块宽度可随控制角调节的矩形脉冲波，或称为单脉冲方式，另一种是有多个不同宽度的脉冲波组成，常称脉宽调制PWM方式，如图4—25(a)、(b)所示。这两种输出电压波形的基波分量，前者可通过改变控制角来调节，而后者用脉宽调制PWM方式来改变。对于三相对称负载，采用单脉冲方式改变控制角时