《永磁同步电机低速无位置传感控制方法与控制器设计》11000字

永磁同步电机低速无位置传感控制方法与控制器设计摘要目前市场，机械位置传感器的使用更为普遍，但是这种传感器，成本高，性能也不好，所以，开发一种更为低成本、高性能的无位置传感器的需求被提上了台面，“永磁同步电机”应运而生。PMSM是以模型参考自适应法(MRAS)、旋转高频电压注入法和磁链代数计算法三种无位置传感器控制算法为蓝本，新研究出来的一种传感器。这篇文章的研究基础是磁链的代数计算法的原理，在这一原理的支撑下，分析了用电压积分方法求取磁链过程中产生的积分器的零点漂移问题。为解决这一问题，采用了频率自适应负反馈积分器，来调整不达标的参数，让其积分结果理想化。这一研究课题外，本文还分析探讨了积分器的零点漂移误差的直接补偿的矫正算法、最后经过仿真模拟实验，验证了永磁同步电机低速无位置传感控制方法的可行性。关键词：永磁同步电机；无位置传感器；控制设计目录TOC\o"1-3"\h\u230321绪论 1309841.1研究背景 1262681.2无位置传感控制技术概述 124971.3适用于低速运行的无位置传感器控制技术 2143712PMSM无位置传感器控制方法研究——以仿真进行分析 349252.1基于磁链代数计算法的仿真研究 315642.2基于磁链模型参考自适应法的仿真研究 8154012.3基于双同步坐标系低通滤波的转子位置检测仿真研究 11236703无位置传感控制器设计 14104623.1硬件设计 1475913.1.1变频器主电路设计 14193233.2DSP为核心的控制电路设计 1638153.2.1信号采样电路的设计 17188464软件设计 1819124.1软件基本架构设计 18197374.1.1PMSM.矢量控制的DSP实现 20253714.1.2无位置传感算法的DSP实现 21325334.2设计结果 2464224.2.1基于磁链代数计算法实验结果 24106224.2.2基于磁链加陈洲s辨识法实验结果 2593325结论及展望 271绪论1.1研究背景20年代末期，日本学者佐川真人发现了一种新型永磁材料-钦铁硼，这种材料拥有高剩磁、低价格、高矫顽力的优点，加快了稀土永磁材料的探索脚步，也使永磁同步电机（PMSM）得到了高速发展。钦铁硼被运用到电机上，使得电机的制造技术和自身设计进步飞速，也使永磁同步电机（PMSM）在电子传动领域中站稳脚步，不容忽视。传统同步电机采用的是电励磁，其实转子绕组，体积大、重量重、可靠性不高、结构复杂并且损耗很大，使得其在外形和尺寸上很难有较大的改变，而永磁同步电机（PMSM）完美的规避了这所有的缺点，现在的电机造型多变，便于运输。再与直流电机相比较，发现永磁同步电机（PMSM）优势也很大，它的电流能做到更大、转速也更高，这是因为PMSM没有电刷和换向器，而且PMSM的动态响应性能和低速下的工作性能也更好。PMSM与异步电机相比也毫不逊色，它没有转子铜耗，而定子损耗也很小。PMSM可以将功率因数达到1，这使得变频器和变压器的容量的得到最大限度的使用，不仅更进一步降低了损耗，更节约了相关配备设施的成本。更有甚者，永磁同步电机具有被控制力高、启动时矩阵能达到、定转子之间气隙大、低频性能优等优点。由于其动态性能优、调速幅度大、精确度高，永磁同步电机被广泛应用于多重领域，例如机器人、家电、数控领域等要求很高的高端领域；或者运用到轨道牵引、新型能源汽车、航空航海等高精尖领域。1.2无位置传感控制技术概述1970年左右，外国专家首先尝试研究无位置传感控制技术，但最开始研究的方向是异步电机方面。五年后，A.Abbondanti等学者运用稳态方程的转差频率估计方法，研究出了调速准确度不高且动态性能也不好的无位置传感器。1979年，MLshida等人想到了一种新的思维方法，就是用谐波来检测转子角速度。仅仅四年后，交流传动技术就有了更大的进步，这一次，学者们将电机矢量控制和无位置传感结合在一起。80年代后期开始，越来越多的研究学者看到了无位置传感器的前景，纷纷进去这一领域进行研究。而这是的国内的众多教授也看到了趋势，浙江大学贺益康教授团队与沈阳工业大学王丽梅教授团队，还有哈尔滨工业大学、清华大学、中科院电工所等著名高校，前赴后继的加入到了无位置控制传感器的研究中。但是无位置传感控制技术运用到电机上这一想法真正做起来是不容易的，各国研究人员众说纷纭，最终基本可以将所有人的想法归于两类。第一类是按照原理来划分的，这类技术在低速运转阶段弊端明显，低速运行时，电机基波电压检测难度非常大，导致转子位置检测精度和转动速度下降不少，优势是在中高速度下运作时，工作效率非常的不错；另一类是根据适用范围来划分的，而这一类和第一类想反，它在低速和零速度运作的时候，效果更好，这是由于这种技术不依赖电机基波电压和电流。话虽如此，理论毕竟是理论，这一理论虽说被广大学者所研究，但是难度很高，所以长期以来，都只处于理论阶段，并不能在很短时间之内就运用于实际。1.3适用于低速运行的无位置传感器控制技术美国科学家R.D.Lorenz和M.L.Corley为解决电机低速运作时转子位置和角度无法精准测算的问题，提出了注入高频率信号的方法。最常见的高频率信号的方法有三种，脉振高频率电压注入法、旋转高频率电流注入法和旋转高频率电压注入法。这类高频率的信号注入的方法运作的原理是在电机的出线端口注入更高频率的电流或电压，使其运转效率更高，再在其运作时通过检测电机内部的凹凸不平所产生的的可检测的磁凸极来获得转子的位置和角度。（1）旋转高频率电压注入法对电机反电势依赖不明显，对电机参数改变的明暗度不高，所以它的鲁棒性强，即使是零转速的时候也能轻松抓取到电机矢量的凸极具体位置。这个方法可以有效控制电机矢量，也可通过改变电机矢量来达到控制其他的目的，但要求电机本身一定要具有凸极。电机本身是拥有一个基础波长的，运动旋转高频率电压注入法就是在电机基础波长上加入一个更高频率的电压，这时，两种波长相互作用，在电机的凸极效果下，电流矢量形成一个椭圆，而需要检测的转子的位置和角度就包含在响应电流的负序分量中，再运用通滤波器将注入的高频率电压形成的电流和负序电流都分离出来，就能达到目的。（2）旋转高频率电流注入法和旋转高频率电压注入法原理相似度很高。旋转高频率电流注入法是将更高频率的三相电流注入到电机的基础波长上，以此来产生一个更高频率的电压，用传感器将这个更高频率的电压和其负序电压分离出来，就能找到转子角的具体位置和转动转率。这种方法有一定的条件限制，因为及出品的电流的传感器能承载的宽度有限，所以需要调节好电流调节器，才能使高频率的电流顺利加入到基础电流上。(3)脉振高频率电压注入法的原理是预测在电流坐标系的Q轴和D轴上分别加入该频率的正弦刺激，那么会在两相静止坐标系里看到一个脉诊电压的激励，这是可以监测到产生的高频率的电流，当转子的具体位置不为零时，可以通过闭环PI控制的计算方法得到转子此时的具体位置，通过微分转子的位置数据，可以得出相应的转动速度。当Q轴和D轴的电流感应相同时，会产生面贴式PMSM，此时加入高频率电压，可以人为制造出凸极效应，这种方法虽然运用范围窄，只能用于PMSM矢量控制系统中，但其动态机能好、静态精度高、结构也相对简单。2PMSM无位置传感器控制方法研究——以仿真进行分析2.1基于磁链代数计算法的仿真研究图3-1所示是磁链代数计算法得出的PMSM无位置传感器控制系统的仿真结构图，控制方法选择的是的策略。图3-2所示为从三相静止坐标系到两相静止坐标系的Clark变换情况，其中:和表示的是从两相静止坐标系到两相旋转坐标系的Park变换或其逆变换情况。图3-1基于磁链代数计算法仿真原理图表3-1仿真永磁同步电机参数电机参数参数值额定功率7.5KW额定电压380V额定单流13A额定频率50Hz额定转速3000r/min定子电阻1.33Ωd轴电感9.157*10-3Hq轴电感15.03*10-3H转子磁通0.98Wb极对数1转动惯量0.008kg’m2表3-1所示，抑制积分器的零点漂移的关键算法是以磁链代数计算方法为依托的。参照这个仿真的参数表，我们改变其额定转速到600r/min来稳定一段时间，这是为了使情况更接近真实工作时的转速，稳定0.2s后，在分离出的样本电流中加入0.017Pu。恒流分量后，图3-2显示了反电动势和直流偏置，图中是反电动势在坐标系下的分量，是叠加的电流偏置。在(2-13)下，运用纯积分器和频率自适应负反馈积分器分别对反电势积分，可以得到定子磁链在坐标系下的和。下图3-3是纯积分器对反电动势的统计积分，图3-4是频率自适应负反馈积分器对反电动势的统计积分。t/s图3-2反电动势和电流采样直流偏置t/s图3-3纯积分器对反电动势累计积分t/s图3-4频率负反馈自适应积分器对反电动势的累计积分图3-3图表显示的内容可以得出一个明确的结论，采样电流的大小对纯积分器的影响是非常大的，换言之，即使采样的电流值的直流偏置再小，纯积分器得到的误差也会非常的大，之歌情况导致无法有效的测出电机定子的磁链。图形3-4显示出的结论是，只要采样电流有直流偏执，频率自适应负反馈积分器就能敏感且精确的检测到电机的磁链。图表3-5表示的是，假设在转速在6oor/min的情境下，在1/4时的采样电流里面叠加0.017Pu直流分量，PMSM会产生的预计值，代表转子的实际值，1代表校正积分器的误差后所得到的的转子的估测位置值，2代表当使用纯积分器时候的转子方位的预测位置。则表示的是电机转子方位的真实值与位置预测值1和2的差量。t/st/s图3-5当转速为6oor/min时，基于磁链代数计算法对转子位置估计结果及误差综上观察可以得出结论，用纯积分环节的基于磁链代数算法时，如果采样电流有直流偏置，那么最终转子的方位值误差将会非常大，不具备观测价值。但只要将积分器进行零点校正后，就算采样电流用较大的直流偏置，基于磁链代数计算法仍然能够精确的捕捉到转子的位置值。有了这个基础前提后，我们需要更深入研究当转速的改变幅度过大时的转子位置值偏差是否会过大。图表3-6显示的是，把PMSM的转速从原来的1500r/min提高到2100r/min时，观测一点时间后，再降回到1500r/min，观察记录下转子的位置值变化。图表中的W曲线表示转速实际值，W1表示转速预测值，error-W表示的是实际值和预测值之间的差异量。图表3-7显示的是转子方位的准确值和预测值1，还有其差异量。（注：之后的所有图表数据中，这些符号所代表的含义均相同，所以不会再次进行说明，望谨记。）图3-6中高变速过程中基于磁链代数计算法对转速估计值及误差图3-7中高速变速过程中基于磁链代数计算法对转子位置观测值及误差图表3-6得到的结论是，在速率为1500-2000转/分钟的高速转动下，预测的数值偏差基本没有，最大的偏差值也仅仅是19转/分钟。图表3-7得到的结论是，转子的方位角度值存在偏差，和实际值之间滞后了2.86电角度。基于这几个模拟实验，不难得出的结论是，PMSM的无位置传感器控制算法运用前景非常的广阔，它的反应速度很快，并且速度调节的区间幅度也有很大的空间，他能迅速在不同的转速下对转子的转子角度和转子的具体方位进行精确的捕捉。2.2基于磁链模型参考自适应法的仿真研究图表3-8显示的是基于磁链的模型参考自适应法模拟结构，采用id=0的控制方案，表中有积分环节，其余环节与前图一样。图3-8基于磁链的模型参考自适应法仿真原理为了探究MRAS辨识法在电机高转速运作时的状态，我们将PMSM的转速从1800转/分钟提高到2400转/分钟，在此速度下恒定运行十分钟后，再将转速降回到1800转/分钟。下图3-9与3-10分别表示的就是MRAS辨识法捕捉到的不同的转速下的转子的方位变化值。3-9表示的是转速在1800转/分钟下，MRAS辨识法捕捉到的转子位置的真实值和预测值之间的偏差最大时是1.91转/分钟，基本不影响电机的实际转速，只占比0.12%；而当转速调高到2400转/分钟时，转子位置的真实值和预测值之间的偏差是2.85转/分钟，占比真实转速0.13%;而当转速突然又下降时，转子位置的真实值和预测值之间的偏差达到了4.78转/分钟。3-10的图表表示的是，转子位置的真实值和预测值之间的偏差峰值为2.30电角度。图表3-9图3-9中高速时MRAS转速辨识结果及偏差图3-10中高速阶段为MRAS转子位置结果及偏差图表3-11/3-12表示的是电机在低转速稳定运行的时候，MRAS辨识法捕捉到的转子位置的真实值和预测值。这时的转速设置的是从0提高到450转/分钟。3-11最终显示的结果是，低速稳定运行时，转速的实际值和预测值之间的偏差的峰值为9.56转/分钟，占比真实转速的2.11%,而图表3-12表示的是在转速从0提高至450转/分钟这期间，MRAS辨识法捕捉到的转子的位置的真实值和预测值之间的偏差的峰值是5.6电角度。图3-11转速从0提高到450r/minMRAS辨识法对转速预测值及其偏差图3-12转速从0提高到450r/minMRAS辨识法捕捉到的转子位置及其偏差图表3-13/3-14表示的是电机在低转速稳定运行的时候，MRAS辨识法捕捉到的转子位置的真实值和预测值。这时的转速设置的是从0提高到60转/分钟。3-13最终显示的结果是，低速稳定运行时，转速的实际值和预测值之间的偏差的峰值为19.2转/分钟；而图表3-14表示的是在转速从0提高至60转/分钟这期间，MRAS辨识法捕捉到的转子的位置的真实值和预测值之间的偏差的峰值是45电角度。图3-13转速为60r/minMRAS辨识法对转速预测值及其偏差图3-14转速从0提高至60r/min，MRAS辨识法捕捉到的转子的位置的偏差扩而言之，结论明显。参考自适应法的PMSM无位置传感系统不适用于低转速下，尤其是60r/min下运行，这个转速下的数值偏差太大了，已经没有参考了。而在中高转速下的运行效果很好，论证了凸极模式的PMSM无位置传感控制系统和基于磁链MRAS位置辨识法相结合的运行方式是最有效和准确的。2.3基于双同步坐标系低通滤波的转子位置检测仿真研究图表3-27/3-28表示的是，将转速从0提高到60r.min时，基于DSRF-LPF旋转高频率电压注入法对转速的预测值及其偏差。图3-27转速60r.min时，基于DSRF-LPF旋转高频率电压注入法转速预测值及其偏差图3-28转速60r.min时，基于DSRF-LPF旋转高频率电压注入法转子方位的预测值及其偏差3-27最终显示的结果是，低速稳定运行时，转速的实际值和预测值之间的偏差的峰值为3.83转/分钟，占比真实转速6.39%；而图表3-28表示的是在转速从0提高至60转/分钟这期间，转子的位置的真实值和预测值之间的偏差的峰值是1.7电角度。3-29/3-30是另一个更改转速的高频率电压注入法，PMSM将转速提高到600转/分钟时，转速预测值及其偏差和转子方位预测值及其偏差性。图3-9基于DSRF-LPF和PLL凸极跟踪算法转速预测值及其偏差图表3-29显示，当转速在600转/分钟时，转速预测值与实际值之差峰值为4.8转/分钟;增加转速的过程中转速预测值与实际值之间的偏差峰值是9.45转/分钟。图3-30基于DSRF-LPF凸极跟踪算法转子方位预测值及其偏差图3-30显示的是，转子方位在转速在600转/分钟时，基于DSRF-LPF凸极跟踪算法，转子方位的预测值与实际值之间的偏差峰值为2.87电角度。从模拟实验中可以得出结论，DSRF-LPF的高频率电压注入法要优于基于SSRF-LPF的旋转高频率电压注入法。无论是在加速前、加速中还是加速稳定后，转速和转子方位的预测值和实际值之间的偏差值都在不断的缩小，而精确度在不断的提高。转速和转子方位的数值相比较的话，DSRF-LPF的高频率电压注入法在预测转速方面运用的更好。3无位置传感控制器设计3.1硬件设计3.1.1变频器主电路设计要在PMSM中使用高频率旋转电压注入法，电机的D轴和Q轴的电感要有所差异，这样才能形成凸极，凸极是使用高频率旋转电压注入法所必须的条件。表4-1是实验的永磁同步电机参数，表中显示电机d轴和q轴电感具有较大差值，可以形成凸极，符合使用高频率旋转电压注入法所必须的条件。所以这个电机的参数是可以顺利进行实验的。表4-1实验永磁同步电机参数电机参数参数值额定功率7.5KW额定电压380V额定单流13A额定频率50Hz额定转速3000r/min定子电阻*1.33Ωd轴电感*9.157*10-3Hq轴电感*15.03*10-3H转子磁通*0.98Wb极对数1表4-l中带有上标*的电机参数用电桥等实验仪器在实际中测量所得变频器选用的是交直交压型变频器，逆变的部分选用三电平拓扑结构的，这样可以增加输出的容量和电压，还能减小电流谐波含量，能够在高压大功率交流电机变频调速方面有很大的贡献。三电平拓扑结构能将低频振荡和电压偏移产生的中点电位的不平衡情况大大减小，还能减少成本。图表4-1显示的是变频器主电路结构：图4-1实验平台主电路图图表4-1所示，确定实验所需条件为电压额定为380V，功率额定为为7.5kW，再结合实验室实际情况，标定变压器为T1。图表4-2为变压器所用参数：表4-2整流变压器型号及参数12脉波二极管整流成本低、效率高，且不产生额外的电磁干扰，很适合运用在变频器的整流部分，这里的整流二极管采用的是西门康。变频器在直流运作时，有支撑的的电容和，可以有效减少整流器输出电流电压是产生的谐波，而电容和在运作时除了可以屏蔽掉部分的谐波，还能将能量贮存起来。这样可以大大减少逆变电路和整流电路同时运作时所产生的干扰电磁波，减少交变磁场，让两者共同运作的更加流畅。要达到这些目标，就规定了电容的容量和体积都必须要大才行，不然绝对无法正常工作，以支撑起如此庞大的储存和过滤干扰电磁波的任务。普通的电容器容量小、价格高，所以我们所使用的的是电解电容，电解电容由于其组成材料是最为普通的工业材料，组成配件和生产车间的要求也并不高，所以物美价廉，更适合被选用。我们的实验中的和就是电解电容，这种电容器由于制作要求不高，所以其产品精度也不高，在使用时，很容易因为充电初期电容两端出现的高频率电流而使电容短路的情况，有时甚至会导致整个线路间的设备都短路烧坏。为了防止这样现象，我们经常会将充电型电阻串联进电解电容器和整流器的中间，当电流稳定后，电容器的电压也会随之稳定，这时就可以将电阻拆除了。由于绝缘栅型晶体管（IGBT）是一种开关配件，具有开关速度快、输入阻抗高，驱动功率小、电路驱动简单的特点，所以常被选用在逆变部分。IGBT的使用环境很宽松，0V就可以自动关闭，15V就可以打开了，使用起来非常方便快捷。所以在逆变部分的运用非常的广泛。图表4-3是你变部分的配件的参数：表4-3变频器主要器件参数3.2DSP为核心的控制电路设计PMSM控制系统是由三部分组成，有外部支持设备，接口电路和中央处理器。中央处理器是PMSM的关键部分，它是PMSM运作的核心，这种集成电路可以在其同时接收多个端口的制定，并将这些指令反应成信号，加以计算处理，已达到控制系统的目的。微处理器是一种可编程化的椰树集成电路，他所有的组件能小型化到一块集成电路内，目前已有的微处理器五花八门，要选取最适合的一款微处理器很重要。数字信号处理（DSP）是一种有特殊结构的微处理器，它采用的是程序和数据分开的哈佛结构，有专门的硬件乘法器，能形成流水线操作的模式，来快速的对信号进行处理。DSP的特点归纳如下:(l)一个指令周期内可以完成单次加法和乘法;(2)程序和数据的访问不相冲突，可以同时进行(3)芯片内拥有随机存取存储器，使存储信息不仅可以同时进行，提高效率(4)硬件跳转开销成本低，接近于无（5）可以同时运行多个操作DSP28335是一款成本低、精度高、功耗小、外设备集成度高、存出来大的高性能数字信号处理器。PMSM系统是由无位置传感器控制的，电机的转动速率和转子的具体方位是在信号处理器内部通过截取的电流和电压来计算得出的。DSP28335由于自身缺少集成转换部件，所以它的数字量和模拟量之间的转换，必须通过外部的数字模拟转换器来完成。将DSP和SCI连接起来，可以让调试设备和DSP也连接起来，以方便在实验时随时进行校改参数。DSP28335还可以利用光电转换器将电信号转换为光信号传送到绝缘栅双极型晶体管上，再反过来将绝缘栅双极型晶体管上的光信号转换为电信号来让功率性设备运作起来。图4-4控制电路实物图片片在电机工作时，光信号和电信号之间我们要选取更适合的，而电信号的抗干扰力和传送距离都远不如光信号，所以我们一般将编写好的程序通过仿真器复刻到芯片内，在将外部接口连接到仿真器上，再改变电压以符合DSP的运作特性。电机无位置传感控制器之所以能代替机械传感器，是截取部分合适的电流和电压，然后将其进行计算，以得到该电流电压下的电子的转速和转子的具体方位。电压和电流的采样精度、稳定性直接影响无位置传感控制中转速和转子位置的估计精度。因而，信号采样电路的高精确是确保无位置传感控制系统具有较高性能的前提。电流传感器要兼顾电机额定电流和功率器件的最大电流值，功能上同时符合电机矢量控制要求。LT58-S7原边电流测量范围为0~±70A，有12V和15V两种供电电压，转换率为1:1000，动态精度士8%，符合电流传感器的选择要求。与电流传感器类似，电压传感器也要兼顾电机额定电压和功率器件的最大电压值，同时符合电机矢量控制要求。LV-28P可以根据所测量电压范围自选电阻使原边电流测量范围保持在0~±14mA，此时电压传感器的转换率为2500:1000，然后根据副边电流选配副边电阻，LV-28P精度在士0.6%以内，线性度<0.2%，符合电压传感器的要求。DSP8335运作所需要的输入电压要求在3V以内，而传感器的输出电压在正负十几伏之间，这就使得两者运行时必须加入电压转换器，不然有烧毁的风险。目前市面上通用的就是LM2904运算放大器，价格低廉，运转速度0.6V/μs，功耗小，非常适合使用。图4-5采样转换电路设计图图4-5中，端口AD10和端口AD20与电压/电流传感器连接，AD1、AD2与DSP连接。4软件设计4.1软件基本架构设计图表4-6表示的是本软件系统的基本框架。可以看见，PMSM矢量控制系统的软件部分由两块组成，一块是初始化，主要包括了CPU的初始化、外部设备的初始化以及产生的变化量的初始化；另一块是中断服务程序，中断服务程序的主要任务是当系统的运行出现紧急情况时，CPU会暂停当前所运行的程序，转而去处理出现的紧急事件，处理完成后，再续接区处理之前中断的任务。图4-6PMSM矢量控制软件架构图下图4-7所展示的就是中断服务程序的具体运行方式。首先通过对电压和电流的截取采样来获取转子当时的方位和转速信息，但由于电机的致谢信息无法直接通过采集数据获得，所以加下来需要对计算得到的电流和转速进行调节，最后才会产生SVPWM的信号。图4-7PWM中断服务程序的基本结构4.1.1PMSM.矢量控制的DSP实现图表4-8显示的是保持直流电流等于0时，电机矢量对系统的控制流程图。这时用来改变电流大小和转速多少的调节器我们选用积分调节器。积分调解器中的比例积分调节器更适合我们使用，它能消除调节系统是产生的误差，实现无差调节。电解电容和运算放大器同时运作，可以达到让积分调节器正常运作的效果，这时微处理器的运行，需要把积分器的运行方程式改变为差分的方程式，然后微处理器才能运行通畅。为了让电机的励磁电流以及转矩电流而不会相互影响，我们要在前后两个电流调节器中间加入一个交直轴电流解耦系统。然后再由PARK变化得到需要的电压，最后注入PMSM系统中，让它产生驱动程序运行的脉冲波。在图表4-8的流程结构图中，分别代表所给入的转速和电流值，代表的是系统测算到的转速和电流的数值。Ipark是指的当两相旋转坐标系变换到到两相静止坐标系时，需要给入的转子的方位值。而此时的直流电流必须等于0，这也是所谓的ID=0的控制策略。图4-8电机矢量的控制流程图4.1.2无位置传感算法的DSP实现第四节主要研究的是三种无位置传感器的模拟运作过程，这三种无位置传感器是基于磁链代数计算法、旋转高频率电压注入法和基于MRAS磁链计算法。这三种方法，各有千秋，但都是为了替换以前的机械速度传感器，然后把截取到电机的电子方位值和转速的预测值数字化为变量发送到控制算法流程中。图表4-9是第一种基于磁链代数算法的原理流程图，首先截取电压和电流值，绘画出此电压电流下的磁链，用α和β表示；然后此算法为了避免积分零点漂移产生的误差，必须要使用频率自适应负反馈积分器，来获得转子的方位值；最后用这个值计算出最终转子的转速。图4-9基于磁链代数算法的程序流程图图4-10是第二种基于磁链的MRAS辨识法的工作原理流程图，图中的变量是由park变换三相电流后得出的，park变换时必须的已知量是电机的转子方位值，又只能由无位置传感器才能得到，这就使得park的运行收到阻碍。解决这个阻碍的方法有2种，一种是将采样的频率提高到一定的数值，可以用上一时刻的转子位置值来替代此刻所需要的转子位置值；第二种方法是用直流电流无限趋近于0的方法，实行ID=0的控制策略。图4-10基于磁链的MRAS辨识法的工作原理流程图图表4-11显示的是基于磁链的MRAS辨识法的工作原理流程图，旋转高频率电压注入法是在电机在某一频率的电压下运行的同时，附加上一个更高频率的电压，使之同时运行，利用凸极原理，获得PWM驱动信号，然后再在此新电压下产生的电流中，分离出更高频率的电流，就可以计算出此时的转子的转动速度和位置值。在分离高频率电流时，需要低通滤波器将最开始的低频率电流分离出去，用来作为电流调节器的对比数据，再用高通滤波器将后产生的高频率电流也分离出来，以此得到高频率电流下的转子方位值和转动速度。图4-11高频率旋转电压注入法程序运行流程图Observer是一种计算转子方位值和转速的一种估算方法，估算方法多种多样，主要有反正切算法和PLL法。反正且算法延迟率低、反应效率高，但是其容易被其他信号干扰，所以在实际操作环境下被干扰率高，无法达到预想结果。本文所采用的则是PLL预算法。4.2设计结果本文的模拟实验设计主要是为了研究三种计算法在实际应用中的可行性和精确度，但目前的条件只能研究低频率状态下的旋转高频电压注入法，高频率的电压注入法暂时达不到其要求。而另外两种计算法在低频率和高频率状态下所产生的的结果都已经得到了有效的印证。4.2.1基于磁链代数计算法实验结果图4-12和图4-13展示的是电机转速在300转/分钟和1200转/分钟的运行速度下，通过基于磁链代数计算法所得到的为转子预测值和实际值。代表预测值，为实际监测到的数值，转子方位预测值和实际值的差距用error-表示。100ms/格20m/格图4-12是在转速为300转/分钟下的基于磁链代数计算法对转子方位值的预测值和实际值图4-13是在转速为1200转/分钟时的基于磁链代数计算法对转子方位的预测值和实际值图4-14转速在300r/min时的基于磁链代数计算法转子方位值的预测和实际之差图4-15转速在1200r/min时的基于磁链代数计算法转子方位值的预测和实际之差图4-12和4-10中可以得出结论，电机在转速为300转/分钟的速度下，基于磁链代数算法检测到的转子的方位的预测值可以更好的检测到它的实际值，想着的偏差很小，只有1.7电角度。而图表4-13和4-15得到结论，转速为1200转/分钟时，这个预测值和实际值之间的偏差峰值在2.3电角度，偏差角度比低转速下要略大。4.2.2基于磁链的MRAS辨识法实验结果图表4-16和4-12分别表示的是在转速为600转/分钟和1200转/分钟时，MRAS检测到的转子方位的预测值和实际值。其中，预测值用表示，实际值用表示。图表4-18和4-19表示的是，转速为600转/分钟和1200转/分钟时，MRAS计算法对转子方位的预测和实际值之间的偏差量。观察图4-16和图4-18可以得出结论，转速在600转/分钟时，MRAS计算法对转子位置预测值和实际值之间的误差峰值是1.1电角度；观察图4-17和图4-19得出结论，当电机转速在1200转/