负载扰动下双闭环pi控制系统的设计

负载扰动下双闭环pi控制系统的设计

1动态前馈补偿原理三相功率输出模型可实现网络侧电流的正态分配，单位因素的运行能力和能量的双向传输，真正实现“绿色能源变换”。在PWM整流器的应用中,负载变化一般较剧烈,传统双闭环PI控制虽能获得理想的稳态性能,但因其在控制系统结构上固有不足及PI调节的滞后性,动态过程中直流电压会出现较大的偏差,不利于系统高品质运行。目前,在双闭环控制基础上加入负载电流前馈控制是提高PWM整流器抗负载扰动动态性能的主要方法。这里结合PWM整流器在两相同步旋转坐标系下的数学模型,给出了PWM整流器双闭环PI控制系统结构图,从控制角度分析了双闭环PI控制在克服负载扰动方面的不足,具体设计了负载扰动前馈补偿器。分析表明,理论上可达到对负载扰动完全补偿的动态前馈补偿器在实际系统中难以实现,为简化问题,得到了静态前馈补偿器表达式,分析了负载电流前馈控制策略的补偿机理及影响静态前馈补偿效果的因素。最后用实验验证了理论分析的正确性并提出了进一步提高PWM整流器抗负载扰动动态性能的方法。2tm整流器数学模型三相电压型PWM整流器主电路如图1所示。图1中,ek,ik(k=a,b,c)为网侧各相电压、电流,uk为整流桥各相输入电压;L为交流侧电感;R为电感等效电阻和功率开关管损耗等效电阻之和;Idc为直流输出电流;C为直流侧电容;Udc为直流电压;IL为负载电流。定义变量sk表示各相桥臂的开关状态,sk=1表示k相上桥臂导通,sk=0表示k相下桥臂导通。由图1可得PWM整流器在三相静止坐标系下的数学模型为:式中:uk=Udc[sk-(sa+sb+sc)/3];Idc=iasa+ibsb+icsc。进行三相静止坐标到两相同步旋转d,q坐标的等量坐标变换,d,q坐标系的d轴按电网电压矢量E定向,坐标变换矩阵为:式中:θ1=ωt-2π/3;θ2=ωt+2π/3。则三相电压型PWM整流器在d,q坐标系下的数学模型为:式中:ud=Udcsd;uq=Udcsq;Idc=3(idsd+iqsq)/2。3电流控制器设计PWM整流器控制目标是:①实现整流器网侧电流正弦化且单位功率因数运行(其中单位功率因数通过对无功电流iq的控制来实现);②实现对整流器直流电压的控制。为实现上述控制目标,PWM整流器常采用双闭环控制,电压外环主要实现对直流电压的控制,而电流内环则根据电压调节器输出的电流指令进行电流控制。由式(3)第1,2式可知,id,iq之间存在耦合,需进行解耦控制,电流调节器采用PI控制时,有:将式(4)代入式(3)中第1,2式得:在以下推导中,假定开关频率足够高,忽略实际系统中采样信号的延迟及PWM控制的小惯性特性。由式(5)可得id环,iq环结构如图2所示。电压环采用PI调节时,id*表达式为:忽略电阻R,由输入输出功率相等可得:由式(7)得:式中:m为SVPWM的调制比,m=姨3Em/Udc,m≤1,Em为网侧相电压峰值。结合式(6)、图2a、式(8)及式(3)中的第3式可得电压环结构图如图3所示。由图3可见,在PWM整流器双闭环控制系统结构中,负载电流扰动出现在电压环之内、电流环之外。负载电流扰动出现后,先作用于C使Udc偏离给定值而使电压环出现偏差,然后系统才开始抗扰调节过程,又由于电压环PI调节的滞后及电流环的延迟,Idc调整不及时,导致动态过程中Udc出现较大偏差。4ucd的动态前馈控制方式为提高PWM整流器对负载电流扰动的克服能力,可在原有双闭环控制系统结构基础上加入负载电流前馈控制。设电流环闭环传递函数为Wci(s),前馈补偿器传递函数为Gf(s),因前馈补偿器的输出作为电流环给定值的一部分,则加入负载电流前馈控制后,电压环结构如图4所示。为补偿负载电流扰动对Udc的影响,由图4得:由式(9)得:式(10)给出了理论上可实现对负载扰动完全补偿的动态前馈补偿器的表达式。在实际系统中,由于PWM整流器主电路中L,R等参数的非线性及时变特征,难以精确确定Wci(s)的表达式,且因Wci(s)分母阶次大于分子阶次,则式(10)中Gf(s)含有纯微分项,若按式(10)进行前馈补偿,负载电流中高频噪声会被放大后注入到电流环使网侧电流谐波增大。为简化问题,考虑到PWM整流器电流环的响应速度快,同时因电流环采用了PI调节,电流响应无静差,若忽略电流环调节延迟而近似认为电流环闭环传递函数Wci(s)=1,则有:式(11)给出负载扰动静态前馈补偿器表达式。加入IL静态前馈控制后电压环结构如图5所示。结合图5可知,因PWM整流器电流内环的响应速度比电压外环快得多,加入IL前馈控制后,当IL变化时,经前馈作用,有功电流的给定值id*迅速改变,通过电流环的快速调节,id及Idc迅速变化以补偿IL的变化,大大减小了IL变化对Udc的影响。按式(11)确定的前馈补偿器极易实现,但由于仅实现了对负载扰动的静态补偿,在负载扰动很剧烈的场合,Udc仍有较明显的动态偏差,当C大小一定时,Udc动态偏差的大小主要取决于电流环调节延迟大小。扰动前馈补偿的引入并不影响原闭环系统的稳定性,而闭环控制的存在又降低了对负载电流检测精度和前馈补偿器精度的要求。5gm整流器稳态运行情况为验证上述理论分析的正确性,搭建了以TMS320F2812型DSP为主控芯片的实验平台,功率开关管采用IPM模块7MBP75RA120。主要实验参数如下:网侧工频相电压有效值240V,交流侧电感5mH,直流侧电容550μF,功率管开关频率10kHz,直流电压给定值为700V,直流侧接电阻负载。在PWM整流器稳态运行时进行负载突变实验,负载电阻由94Ω突变为47Ω,则负载电流约由7.5A突变为15A。图6a,b分别给出采用单纯双闭环PI控制和加入负载电流静态前馈控制时直流电压和网侧a相电流动态波形。图6a中,负载突变后,Udc有约60V的动态降落,约经400msUdc回到给定值附近,而在图6b中,Udc的动态降落小于10V,经100msUdc返回到给定值。由此可见,加入负载电流静态前馈控制后,Udc动态降落和恢复时间均大为减小。图6b中,Udc出现动态偏差主要是因为电流环调节存在延迟,静态前馈控制仅实现了对负载扰动的静态补偿而未考虑动态过程。6静态前馈补偿这里结合三相电压型PWM整流器在两相同步旋转d,q坐标系下数学模型,建立了PWM整流器双闭环PI控制系统结构图,设计了负载扰动前馈补偿器。分析了动态前馈补偿器在实现上存在的困难,得到了简化后的静态前馈补偿器。实验结果表明,负载电流的静态前馈补偿可显著改善抗负载扰动动态性能。在负载剧烈变化或对PWM整流器抗负载扰动动态性能要求很高的场合,可通