三电平中点钳位式整流器的解耦控制

三电平中点钳位式整流器的解耦控制

0电平np整流器的基本数学模型直驱式风能发电系统通常采用非可控东正教或两声沉默交流电路，导致交流侧电压畸变，输出因素低，尤其是交流侧机枪的正常稳定运行。与传统的PWM整流器相比,三电平中点箝位NPC(Neutral-Point-Clamped)整流器不仅具有输出直流电压可调节、网侧功率因数高、输入电流谐波畸变小、动态响应快以及能量可双向流动等优点,而且可以实现大功率的传输,因此在高压大功率电机调速系统和静止无功补偿(SVC)、有源电力滤波(APF)、超导储能(SMES)、统一潮流控制(UPFC)、高压直流输电(HVDC)、风能及可再生能源的变网发电中得到了广泛的应用,受到了国内外学者的广泛关注。由于三电平NPC整流器的特殊结构,使得整流器直流侧输出电容的电压不平衡,即中点电位不平衡,它对整流器的工作性能有着重要的影响。产生中点电位波动的因素是多方面的,传统的三电平PWM载波调制和空间矢量脉宽调制(SVPWM)都会在直流侧产生基波频率为3倍交流侧频率的中线电流,从而导致直流侧上、下电容传输功率的不平衡,造成中点电位不平衡。另外,开关器件和直流侧电容特性的不一致,以及扰动输入的存在,也会导致直流侧中点电位出现偏差。目前中点电位不平衡的控制策略主要是通过调整成对小矢量的作用时间来完成,其中大量文献着重研究小矢量的作用时间,还有一些研究瞬态不平衡检测及控制方法。虽然这些策略取得了很好的效果,但它们都是从平均意义上解决中点电位平衡,并且还受到SVPWM复杂性的限制,调节裕度非常有限。另外,三电平NPC整流器工作于开关模式下,它是一个强非线性控制系统,电流间存在强耦合,其控制器设计采用非线性控制方法,如状态反馈线性化方法、李亚普诺夫直接法和标准PBC方法等,这些控制方法大多需要准确的系统参数,且算法较为复杂,给控制系统设计带来不便。针对三电平NPC整流器,本文在开关函数和空间矢量的概念基础上,建立了三电平NPC整流器的数学模型,提出了一种基于dq轴解耦的双闭环控制的高性能控制策略,实现有功和无功电流的无差调节,消除网侧电流、电压扰动的影响。针对直流侧中点电位不平衡问题,基于简化的SVPWM算法提出了一种根据三相输入电流和中点电流波动精确控制中点电位的策略,有效解决了直流母线中点电位的直流偏差和电压波动问题。最后通过实验验证了该方案的正确性和可行性。1三平流器的数学建模和开开设备的分辨率控制1.1电平环境abc的数学模型三电平NPC整流器主电路如图1所示。在理想情况下,Udc1=Udc2=Udc/2。根据主电路结构,交流侧a相桥臂上输出电压有3种状态:输出电压Uan=Udc/2(VT1a、VT2a导通),定义为1状态;输出电压Uan=0(VT2a、VT3a导通),定义为0状态;输出电压Uan=-Udc/2(VT3a、VT4a导通),定义为-1状态。以a相开关函数Sa为例,将其分解,以便于推导数学模型。S1a、S2a、S3a的约束关系为S1a+S2a+S3a=1,具体关系如下:根据基尔霍夫定律,三电平NPC整流器在三相静止坐标系(abc)下的数学模型如式(1)所示。其中,Udc1=Udc2,C1=C2=Cd。三电平NPC在两相旋转坐标系(dq)下的数学模型可以通过三相静止/两相静止坐标变换矩阵和两相静止/两相旋转坐标变换矩阵得到。1.2电流环ud控制根据式(1),三电平NPC整流器交流侧输入电流如式(2)所示。三电平NPC整流器的控制,关键在于对交流侧电流的控制,由式(2)可知,d、q轴电流不仅受到交流侧电压Ud、Uq的影响,还受到交叉耦合电压ωLsiq、ωLsid扰动和电网电压ed、eq扰动,因此不能单纯地对d、q轴电流进行简单的负反馈控制。本文采用对d、q轴电流前馈解耦控制的方法进行PI调节,控制输入如式(3)所示。将式(3)代入式(2)化简得式(4),可知三电平整流器的电流内环实现了解耦。整流器直流侧的电压方程如式(1)的第4项和第5项所示。由于直流侧上下电容基本相等,且忽略中点电流和iq,则Udc与id的关系如式(5)所示:三电平NPC整流器系统采用双闭环控制,如图2所示。直流电压U*dc作为给定输入,Ud和Uq作为控制器输出,ed和eq作为前馈补偿,引入电流状态反馈ωLsid和ωLsiq进行前馈解耦,对电流实现独立控制。电压调节器作为外环调节,稳定直流输出电压,其输出作为电流环分量id的给定输入。首先对电流环进行设计。以d轴控制器为例,解耦后的d轴电流环控制系统如图3(a)所示。电流环系统开环传递函数为考虑到电流内环需要获得更好的电流跟随性能,按照典型I型系统设计电流调节器,将τ1和τ2这2个小时间常数的一阶惯性环节用1个时间常数为τsf的一阶惯性环节来代替,并令Rs/Ls=KiI/KiP,d轴电流闭环传递函数为根据二阶最佳整定法,取ξ=0.707时,求出d轴电流调节器的参数KiP和KiI。然后进行电压环设计。由于电流环的截止频率高于电压环的截止频率,将电流环等效为一阶惯性环节,电压环控制系统如图3(b)所示。电压调节器用于稳定直流侧电压,要求抗干扰性能强,所以按照典型Ⅱ型系统设计,利用三阶最佳整定法设计,求出电压调节器的参数KuP和KuI。2电平整流器的svpwm算法由于三电平整流器开关器件的状态(SaSbSc)共有27种,则共有27个空间电压矢量。常规的三电平SVPWM首先是判断参考电压矢量处于某个大扇区以及该扇区中的某个小三角形,其次是确定空间电压矢量作用顺序以及计算对应开关矢量作用时间,最后是输出脉冲。虽然其思路清晰容易接受,但是对36个小三角形,需要预先存储大量的表格数据,计算量比较大,尤其是采用dq坐标系,还需进行反正切和开平方运算,使得计算量成倍增加,DSP处理起来比较复杂且速度慢。三电平整流器的SVPWM算法实现如图4所示。通过对图4(a)进行观察可以发现:三电平空间矢量图可以看成两电平空间矢量图的组合,即三电平空间矢量正六边形正好可以由6个小的正六边形组合而成,而且每个小六边形正好都是两电平整流器的电压空间矢量图,并且每个六边形的中心移动1/姨6Udc后可与大六边形的中心重合。本文提出一种简化的SVPWM算法:将参考电压矢量分解为基矢量和两电平分矢量的组合,用类似两电平整流器SVPWM对三电平整流器进行调制。根据三电平参考电压矢量分解的定义,以及伏秒平衡原理,则有其中,UR*为参考电压矢量;UrBase为基矢量;Ur为两电平矢量;t1、t2、t0为矢量U1、U2、U0相应的作用时间;Ts为SVPWM周期。进一步推导得到:其中,U1=U1′+UrBase;U2=U2′+UrBase;U3=U3′+UrBase。通过对三电平向两电平过渡的可行性验证,三电平矢量的作用时间与转换为两电平相应矢量的作用时间完全相等。相应的三电平空间电压矢量的作用顺序只需要在两电平空间电压矢量的作用顺序上加上相应的基矢量。在S=1的六边形中,如图4(b)所示,UR*被分解为两电平矢量Ur′和基矢量UrBase=V1,将Ur′作为两电平的参考矢量,V1作为两电平的零矢量。三电平矢量作用时间根据两电平相应矢量的作用时间确定。三电平的空间电压矢量作用顺序,仅需在两电平的空间电压矢量顺序上加上基矢量(011),其中,两电平的电压空间矢量采取7段空间矢量合成方式:每个矢量均以(000)开始和结束,中间为(111),保证每次只切换一只开关,减小了开关损耗和输出电压谐波含量,并且避免在相邻扇区间转换时出现跳变。3正小矢量作用下的中点电位三电平NPC整流器在运行中必须保证中点电位的平衡,否则会出现偶次谐波,部分开关器件所承受的电压应力将会增大,不利于整流器的安全运行。三电平整流器的空间矢量中,3个零矢量对应的开关状态与中点电位无连接,对中点电位没有影响;6个大矢量对应的开关状态使三相输入和正负母线相连,与中点没有连接,不影响中点电位;6个中矢量对应的开关状态,其中点总是与某相电流相联系,且电流总是从交流输入流入中点,造成中点电位不平衡。另外还有12个小矢量,通过其对应的电路图进行分析,得出如下结论:正小矢量作用时,Δu=Udc1-Udc2>0,中点电位Un降低;负小矢量作用时,Δu=Udc1-Udc2<0,中点电位Un升高。3.1两电平平面分析指标s当参考电压空间矢量位于相邻的小六边形重叠区域时,可以通过动态改变两电平平面号S值来控制中点电位平衡,如图5所示。参考电压空间矢量由三电平平面化简至S=1或者S=2中的任何一个两电平空间矢量平面。当S=1时,根据最近三矢量原则,参考电压所确定的矢量作用顺序为(0-1-100-110-110010-100-10-1-1),在该电压矢量作用序列下,负小矢量的作用时间明显多于正小矢量的作用时间,中点电位将上升;当S=2时,参考电压确定的矢量作用顺序为(00-110-110011010010-100-1),在该矢量作用顺序下,正小矢量的作用时间明显多于负小矢量的作用时间,中点电位将下降。同理对其他S值的两电平平面分析:当S值为1、3、5的时候,中点电位将上升;当S值为2、4、6的时候,中点电位将下降。所以,当参考电压空间矢量位于两电平平面重叠区域时,只需根据中点电位的偏差Δu(Δu=Udc1-Udc2),相应地改变S值(加1或者减1),控制中点电位平衡。3.2中点电位控制因子基于改变S值的中点电位控制策略所改变的是正、负小矢量的固定分配时间,虽然比较灵活,但不能充分发挥正、负小矢量对中点电位的补偿作用。实际上,中点电位漂移的根本原因是在一个开关周期内流入或流出中点的电荷不守恒。基于此思想,提出一种基于控制因子ρ的准确计算策略,通过检测直流侧电容电压大小和三相交流输出电流,准确计算正、负小矢量的时间控制因子ρ,使每个开关周期内流入中点的总电荷为零,从而实现中点电位的准确控制。在每一个开关周期中,空间电压矢量作用顺序总是以某一小矢量的负小矢量出发,并以该小矢量的负小矢量结尾,称该小矢量为主控小矢量,其相邻的小矢量称为辅控小矢量。在某段区域中,主控小矢量作用时间为tρ0,辅控小矢量作用时间为tρ1,中矢量作用时间为tm,则正小矢量作用时间tρ0p=(1+ρ)tρ0/2,负小矢量的作用时间为tρ0n=(1-ρ)tρ0/2。主控小矢量流入中点的总电荷为Qρ0=Qρ0p-Qρ0n=ρtρ0ixn,其中ixn为该小矢量相应的某相电流(ia,ib,ic),定义相电流方向以交流流出方向为正。辅控小矢量流入中点的电荷为Q1;中矢量流入中点的电荷为Qm=imtm;中点电位平衡的关键是保证流入中点的总电荷为零,即Qρ0+Q1+Qm=0。在S=1的两电平平面中,中点电流大小和方向的矢量作用时间如图6所示,区域(3)的主控小矢量为V1,辅控小矢量为V2,控制因子ρ的准确计算如下:各区域的中点电位控制因子ρ如表1所示。基于控制因子ρ的准确计算策略的前提是中点电位没有漂移,如果其他一些因素导致中点漂移,则该控制策略不具有将中点电位拉回平衡点的能力。为了弥补中点漂移缺陷,将基于改变S值的策略与基于控制因子ρ的准确计算策略结合起来,实现中点电位的准确控制,具体实现如下:设定一个电压误差滞环ΔUsef,如果中点电位的实际偏差Δu<ΔUsef,采用基于控制因子ρ的准确计算策略;如果中点电位的实际偏差Δu>ΔUsef,采用基于改变S值的中点控制策略。4中点电位控制为了验证三电平NPC整流器数学模型、控制策略、调制算法和中点电位平衡控制的正确性,本文以DSP(TMS320F2812)为核心控制器设计了三电平PWM整流器。系统主要参数为:交流侧线电压380V,Ls=10mH,Rs=0.1Ω,直流母线电压750V,C1=C2=1000μF。图7为三电平的实验波形,其中图7(a)为直流侧输出的电压波形,稳定在750V,电压偏差在±5V范围内。图7(b)为a相相电压ea和电流ia的稳态实验波形,电流和电压同相位,a相电压畸变率THDu=4.12%,电流畸变率THDi=3.64%,功率因数λ=cosue788=0.99。图7(c)为整流器输入侧uab线电压波形,为五阶梯波形。图7(d)和图7(e)为不采用和采用中点电位控制后的中点电位差波形,中心电位控制前,中点电压在(5±5)V波动,加入中点电位控制后,电压在(0±2.5)V波动,可以看出电位波动得到了有效的抑制。由