串联锂离子电池的功率电能计量技术综述

串联锂离子电池的功率电能计量技术综述

1采样侧电路的线性度在测试电池时，电池制造商应测量它们连接的模块的总电压、总电流、电池安全速度和负载，并将整个电池性能和使用情况作为评估电池整体性能和使用的基础。作为电池充电设备，还应测量充电电压、充电压、充电设备的重量、充电设备的安全级别和充电设备的输出参数，以控制初期和主电源的传输。对于电池性能参数的检测,现有的研究都集中在单体电池特性上,如单体电池电压、温度、剩余SOC等,蓄电池的容量检测与显示;另一方面,尽管电池管理系统(BMS)得到广泛应用,成组电池中每个单体电池的特性得到了监测,但对于成组电池的整体测控存在诸多的问题,例如总电压、总电流测量范围不宽、精度不高,测量不同步,造成测量数据不一致,从而根据电压、电流计算功率和瓦时的数据无法真实反映电池组的实际状态。而国外的研究热点集中在对电池组状态量的估测上,例如利用网络阻抗观测消除开路电压采样噪声提高了电池剩余容量的预测精度,文献提出了一种矩阵开关选择电路实现了使用廉价器件高精度测量电池组电压的目的,文献纯粹从理论角度推导了利用串联电池组端电压的测量辨识电池模型参数和预测电池剩余容量。综上可知,无论是针对单体电池的检测技术还是电池组的状态预测技术,都不能满足成组动力电池测试过程的指标要求。现有测量电池功率/电能的技术有2类:一类是使用专门的计量芯片,比如CS5460等完成电压、电流的采集,同时在芯片内部完成安时和瓦时的计算;另一类是常规方案,使用2片ADC(analogtodigitalconverter)芯片完成电压、电流的非同步/准同步采集,通过单片机等低速处理器完成功率、安时和瓦时的计算。在电气隔离上一般是总电压通过电阻分压进入隔离运放,再进入ADC芯片,电流的隔离手段有2类,一类是使用霍尔传感器,另一类是分流器采样电压进入隔离运放,再进入ADC芯片。现有技术方案缺点如下:1)专门计量芯片寄存器读写操作的程序复杂;2)计量芯片的测量误差难以满足宽电压、大电流全量程范围内的高精度要求;3)受转换时间、计算时间等影响,计量芯片、单片机等低速处理器并不适合实时性要求高的控制场合;4)常规设计中2片ADC难以实现同步采样,由此计算的功率、安时和瓦时不能反映电池组真实状态;5)常规设计中使用隔离运放等中间环节,破坏了既有ADC的线性度,影响了测量精度,而霍尔传感器的灵敏度、精度以及线性度都不及分流器,使用霍尔传感器虽然简约了隔离设计,但牺牲了精度和灵敏度,同时也增大了成本。本系统设计的采样电路具有良好的抑制电磁干扰的能力,实现了电压、电流测量的稳定性;通过简化系统的隔离设计,提高了系统采样侧电路的线性度;采用并行控制实现了电压、电流测量的同步性,确保了功率、瓦时计算的有效性。本系统实现了0~1000V宽电压范围内全量程误差≤±0.2V,电流0~400A全量程范围误差≤±0.2A,电压电流同步隔离采样保证了计算的功率、安时和瓦时的有效性,真实地反映了电池组的当前状态,在不校准的情况下,电流>100A工况时,安时精度≤0.2%,电压>100V、电流>100A工况时,瓦时精度≤0.4004%,功率的精度≤0.4004%。2测量电池电气参数的原则2.1误差的消除及测量精度的推导精度反映了仪器仪表测量误差的大小,测量误差指的是测量结果与被测量真值的差别。测量误差分为系统误差和随机误差两大类,影响系统数据采样精度的主要是随机误差。对于一个被测量x,如果有一组相互独立的因素影响它的测量值,而这些因素对应x的不确定分量为δx1,δx2,…,δxn,那么x的总误差为:由式(1)知,当影响因素越少且不确定分量值越小时,精度越高。由于被测量与A/D转换值往往呈线性关系,为了校准的方便,高线性相关性的采样电路采用“两点法”就可以拟合曲线。因此,减少影响因素的另一个重要意义在于减少系统的线性误差。因此在设计隔离采样电路时,为了减少影响因素,从被测信号到采样信号之间的环节应尽可能少,每个环节自身的线性误差要尽可能得小;为了减小不确定分量,在每个电路环节,应尽可能采用高精度低温漂等性质的器件来实现,同时要求模数转换器具有较高的分辨率。文献分析了电压检测误差产生的环节及其措施,其基本思路可以用式(1)来概括,文献通过规避放大器、ADC转换器等中间环节提高了系统的测量精度和分辨率,从而证明式(1)推导结论的正确性。电压、电流为系统测量的自变量,其误差由式(1)确定,由电压、电流计算出来的功率、安时和瓦时为因变量,它们的精度推导如下:(ξU为电压精度,ξUmax为其最大值;ξI为电流精度,ξImax为其最大值)12功率精度实际功率P=UI2ppm用量不适宜于t在很小的一段时间ΔT内,电流值几乎恒定,则:由于一般的有源晶振的精度都在几十ppm(10-6)以内,因此可认为ΔT*=ΔT,则:3测量精度检验实际瓦时W=∫UIdt,测量瓦时W*=∫U*I*dt*在很小的一段时间ΔT内,电压、电流值几乎恒定,则:式(1)表明,影响因素少且其自身不确定分量小,则电压、电流测量精度高;式(2)~(4)表明,功率、安时和瓦时的精度取决于电压、电流的精度。因此,只要能够实现电压、电流的同步高精度采样,功率、安时和瓦时的计算才能有效,精度才能保证。2.2基于快速与混合的同步隔离采样方案图1所示为常规隔离采样方案,包括二级隔离:模拟电路隔离和数字电路隔离。前端采样信号经过隔离运放,再经过调理电路,调理电路一般包括2个部分,采样信号的处理和滤波,采样信号的处理主要是信号放大使其和ADC测量范围相匹配,对于单极性ADC还需要作极性翻转,最后进入ADC模拟信号输入端。模数转换芯片和单片机通过数字隔离器通信,避免模拟采样电路对控制电路造成干扰。由于单片机是低速处理器,在对电压、电流信号分别进行采样时会存在时差,决定了它只能进行非同步采样。由上面的误差分析知,常规方案隔离采样环节众多,造成采样电路的精度下降,同时电压、电流只能进行非同步采样。针对常规方案的缺点,本文提出了一种基于隔离型Σ-Δ调制器和FPGA实现的高精度同步隔离采样方案。如图2所示,为了实现高精度同步隔离采样的目的,系统将常规方案的二级隔离简化为一级,采用mV级测量范围、双极性输入的二阶Σ-Δ调制器使调理电路只剩下滤波部分,采用并行结构处理的FPGA实现了电压、电流的同步采样。电压采样电阻选用高精度低温漂类型,电流采样选用精度等级高的分流器,而电阻网络和分流器输入输出电信号的线性相关系数近似为1。系统采用DSP作为主处理器,则是运用DSP强大的数据处理能力,对采样回来的电压、电流转换值进行能量部分的计算,包括瞬时功率、安时和瓦时等。2.3瓦时段的确定图3所示为安时、瓦时积分算法原理,FPGA对电压、电流进行同步采样,经过二阶Σ-Δ调制器噪声成形及sinc3数字抽取得到A/D转换值,在很小的一段时间间隔ΔT内,对电压、电流瞬时值进行均值滤波得到其平均值。对电流平均值进行时间积分,得到ΔQ,将时间t内的ΔQ进行累加即可得到安时值,将电压平均值乘以ΔQ得到ΔW,将时间t内的ΔW进行累加即可得到瓦时值。值得注意的是,对于电压、电流变化率迅速的超级电容的充放电测试,不能采用均值滤波,而是用瞬时值,同时缩小时间间隔ΔT。3dsp处理器图4所示为系统总体设计框图,系统采用DSP作为主控制器,FPGA为从控制器的双核设计。DSP主要负责数据处理,FPGA主要负责采样电路的控制和数字滤波算法,二者通过并口总线通信。首先,FPGA并行控制2片二阶Σ-Δ调制器,使它们同时进行总电压、总电流的采样,总电压经过差分电阻网络进入电压通道,总电流经过分流器产生的两端电压进入电流通道。由于总电压测量的范围很宽(0~1000V),系统设计了两档差分电阻网络对应不同的电压范围,由继电器开关实现切档。DSP处理器通过并口总线取得经过FPGA滤波处理得到的电压、电流的转换值,进行总电压、总电流的实际值、瞬时功率、安时和瓦时的计算,并把安时和瓦时的累积值记录在储存单元(E2PROM)中,防止掉电丢失,系统每隔500ms将测量的结果发送到CAN总线上,提供给其他节点使用。从电磁兼容角度考虑,本系统采用的电气隔离措施主要为控制地、CAN通信地、电压采样地、电流采样地相互隔离,起到了安全、抗干扰性强的作用。3.1采样电路的选择在对串联的成组动力电池进行电压采样的时候,电磁兼容主要考虑抗共模干扰和抗差模干扰。共模干扰的抑制可通过较高共模抑制比输入电路实现,差模干扰的抑制一般采用滤波或屏蔽的方式。本系统中被测信号为直流信号,而差模干扰信号表现为高频的谐波或尖峰等,因此可通过RC低通滤波及软件均值滤波算法予以消除。采样电路的误差受共模干扰影响严重,高精度电压检测电路主要考虑共模干扰的抑制。成组动力电池总电压的采样电路有2种方式:一种是单端输入;另一种是差分输入,如图5所示。由于采样电路的输入端至电池组的正负极之间连接了一段较长距离的传输线,使得被测信号的参考地(电池组的负极)和采样地之间存在一定的电位差Ucm,形成了共模干扰。图5(a)所示单端输入电路和图5(b)所示差分输入电路抗共模干扰能力的强弱,只需比较它们共模抑制比的大小。系统对共模干扰的抑制效果可采用共模抑制比来衡量,其公式如下:如图5(a)所示,单端输入方式下,共模干扰全部转化为差模干扰,则CMRR=0(dB),即无共模抑制能力;如图5(b)所示,差分输入方式下,输入ADC通道两端VIN+、VIN-的共模电压如式(6)所示。差分输入方式下采样电路的构成原则为“阻值相等,电路对称”,确保电路中,n为一组电阻的个数。则上述输入ADC的共模电压:UVIN=0V,显然,实际电路很难实现阻抗完全匹配,总是会存在一个很小的略大于0的共模电压,在ADC输入通道间转化成一定大小的差模电压Udm,当两组正负采样电阻的阻抗越匹配时,Ucm越小,由式(5)知共模抑制比越大。由上面的分析知,采用差分输入方式的采样电路具有较高的共模抑制比,能有效抑制共模电压的干扰。因此,系统的总电压采样电路采用差分输入方式。3.2ad口的电流采样电路采用分流器进行电流采样时,由于充电机输出的电流或多或少含有开关频率及其附近的高次谐波,因此需要进行滤波,图6所示为设计的总电流采样电路。分流器两端的带有谐波分量的电压信号经过LCL滤波器及差分方式的一阶RC滤波器,可以消除大部分谐波,使得进入ADC输入通道的信号较干净。其中,LCL滤波器中间的电容提供高频噪声通路,后面L接的电阻消耗残留的噪声,差分方式的一阶RC低通滤波可以消除尖峰等高频噪声。实验证明,经过滤波调理后的电流采样信号转换成的AD值很稳定,不会出现较大范围内的波动。3.3ad391景观用改进调制器Σ-Δ转换技术主要包括过采样、噪声整形和数字滤波,其原理是:调制器以kfs的采样速率对输入信号进行过采样(k为过采样倍数,fs是奈奎斯特采样速率),使整个量化噪声位于直流与kfs/2之间,量化噪声功率降为原来的1/k,然后采用增量调制的方法对信号进行低位量化,转换后的数字量输出接低通数字滤波,可以滤除fs至kfs/2之间的无用信号,滤除量化噪声,从而提高了输出信号信噪比,实现了高分辨率的效果。系统选用的隔离型二阶Σ-Δ调制器为AD7401,是ADI公司采用iCoupler技术集成的带有3.75kV隔离保护的16位模数转换器,测量范围为±330mV,典型INL值为±2LSB,工作频率(调制时钟)范围为5~16MHz,符合系统的需求。采样信号进入调制器后转换的结果为1比特流数据,通过管脚输入给FPGA内部设计的sinc3滤波器处理。利用FPGA良好的时序处理能力及并行执行结构,sinc3滤波可以分为2步:1)累加;2)差分。累加过程为:在调制时钟mclk下降沿触发下,二阶Σ-Δ调制器输出的比特流经过三阶累加到acc3+,如图7(a)所示;差分过程为:在数据转换时钟word_clk下降沿的触发下,acc3经过三阶差分的结果储存至diff3,如图7(b)所示。调制时钟与数据转换时钟之间的关系为fword_clk=fmclk/M,M为数据抽取率。4测试测试4.1职高生测定过程不相关理想情况下,电压、电流真实值与A/D转换值之间呈线性关系。显然,由于非线性因素的影响,例如温度、器件自身线性误差等,导致实际的电压、电流测量值与A/D转换值之间存在线性误差。虽然可以通过多段拟合曲线的方法重新将线性度不好的曲线还原成连接的多段直线,但对于企业批量化生产,如此耗时费力的校准过程是不可取的。因此,电压、电流通道线性度越好,线性误差越小,越有利于采用“两点法”拟合曲线,从而简化了校准过程。图8所示为系统全量程范围内电压通道线性度测试结果,图8(a)为0~150V量程内电压实际值与A/D转换值之间的拟合曲线,其线性相关系数在0.999999以上,图8(b)为150~1000V量程内电压实际值与A/D转换值之间的拟合曲线,其线性相关系数在0.9999999以上。图9所示为系统全量程范围内电流通道线性度测试结果,图9(a)为0~400A量程内充电电流实际值与A/D转换值之间的拟合曲线,其线性相关系数在0.999999以上,图9(b)为0~400A量程内放电电流实际值与A/D转换值之间的拟合曲线,其线性相关系数在0.999999以上。上述结果表明,系统的电压、电流通道的线性度很好,满足“两点法”拟合曲线的要求。4.2系统的稳定性测试系统采用“两点法”完成电压、电流的校准后,在全量程范围内对其精度进行测试,图10(a)所示为0~1000V电压全量程范围内误差分布,图10(b)所示为0~400A放电电流、-400~0A充电电流全量程范围内(充电电流为负量程)误差分布,结果表明,全量程范围内,本系统测量的电压误差≤±0.2V,电流误差≤±0.2A,则100V及以上电压精度ξU≤0.2%,100A及以上电流精度ξI≤0.2%,由式(2)~(4)知,功率精度ξP≤0.4004%,安时精度ξQ≤0.2%,瓦时精度ξW≤0.4004%。表1所示为功率测试结果,在100W、1kW、10kW及100kW功率等级上的精度均符合理论值要求;图11所示为系统进行的1h充放电测试曲线,为了验证安时、瓦时精度的理论值,总电压设为100V左右,电流设为100A左右,在实际测试过程中从开始到结束每隔10min用高精度电压表进行一次总电压、分流器电压的测量,据此计算出实际安时值、瓦时值,同时将功率板通过can卡发送至上位