一种输出电压可调的带隙基准电路

一种输出电压可调的带隙基准电路

标准电压源是模拟电路中一个非常重要的模块。广泛应用于高精度的dc-dc、ac、dc-ca和ram等电路的设计。标准输出的电压不需要随着温度、工艺参数和温度的变化而发生变化。因此，如何设计高参考电压源的高参考电压源，以及低参考电压源的低温波动是模拟电路设计的中心主题之一。由于高参考电压源电路可以实现高参考电压源电路和低参考温度系数，因此它是目前应用最广泛的参考电压源电路。在传统带隙基准电压源结构的基础上,笔者设计了一款输出电压可调节的带隙基准电压源.该电路结构简单,功率损耗小,通过对双极晶体管基极-发射极电压的二阶温度补偿,大大改善了带隙基准的温度特性,并增加嵌套密勒补偿,进一步提高了系统的稳定性.1带隙基准电压源带隙基准电压源的设计原理是根据硅材料的带隙电压与电源电压和温度无关的特性,通过将两个具有相反温度系数的电压进行线性组合来得到零温度系数的电压.图1为传统带隙基准电压源的示意图.双极型晶体管的基极-发射极电压VBE(即PN结二极管的正向电压)具有负温度系数,室温下约为-2.2mV/℃.热电压VT=kT/q具有正温度系数,室温下约为+0.087mV/℃.通过两个BE结的电压差ΔVBE=VTlnM(M是流过两个BE结的电流密度之比)就能得到热电压和一个与温度无关的量的乘积.VREF=VBE+ΚVΤ‚(1)将式(1)两端对温度T微分,理论上令VREF对T微分等于0,代入VBE和VT的温度系数就可以求出系数K.由于VBE受电源电压的影响很小,因而带隙基准电压受电压源的影响也很小.图1所示传统带隙电路结构在应用中存在两个问题.首先,由于其工作原理限制,得到的基准电压值为硅的带隙电压(≈1.2V),并非任意可选,因此限制了其在某些低压环境下的应用,最低工作电压很难降低.其次,如果绘制带隙电压对温度的函数曲线,其曲率是有限的,即带隙电压的温度系数在某一温度下为零,在其他温度下为正值或负值,该曲率由基极-发射极电压、集电极电流和失调电压随温度改变引起.针对以上两点,提出了一种新颖的CMOS带隙基准电压源,其输出电压可调节至低于1.2V,同时二阶温度补偿大大改善了温度特性,具体工作原理如下所述.2电路设计和原理分析笔者设计的带隙基准电路主要分为偏置电路、运算放大器、基准核心部分和启动电路,如图2所示.2.1亚阈值工作区的原理M1,M2和R1组成微电流源,通过改变R1的阻值就可以得到不同的输出电流.考虑到功耗方面的问题,设R1为较大的电阻,使得偏置电流很小,可以保证电路工作在亚阈值区.电源上电时,M5首先导通,将M1和M2的栅电位拉低,使M1和M2导通,产生电流ID1和ID2.M5的栅被M6拉低而关断,偏置电流通过镜像输出至启动电路和运放.根据MOS管的亚阈值导电特性,有ΙD=(W/L)ΙD0exp(|VGS|/(nVΤ)),(2)其中的n是亚阈值斜率因子,ID0是与工艺有关的参数.M1和M2共栅,显然有|VGS2|-|VGS1|=ΙD1R1.(3)M1和M2的镜像比例为N∶1,M3和M4的镜像比例为1∶1,使得ID1=ID2.由公式(2)和(3)可以得到ΙD1=nVΤlnΝ/R1.(4)其他的偏置电流是对ID1镜像得到的.可以看到该偏置电流的大小由工艺参数、镜像比例和R1的阻值确定,而与电源电压无关,从而提高了基准的精度.由于电压基准电路对偏置电流的精度要求并不十分严格,因此,采用亚阈值工作区可以在实现低功耗的同时不降低电路的精度,电源电压为3.6V时整个基准电路静态工作电流仅为6.5μA.2.2启动电路的工作原理启动电路的主要作用是在电源上电时能驱动电路摆脱简并偏置点,并且在基准启动后能灵活地与电路脱离,节省整个系统的功耗.如图2所示,M26～M31组成启动电路,上电时M27流过镜像的偏置电流,M30和M31导通.同时,EN为低电平时M28导通,M29的栅电位被M30拉低,M29导通并流过电流,这个电流使基准摆脱简并偏置点,基准开始工作.由于M26的宽长比远大于M30的宽长比,那么在基准正常工作时M26被驱动到线性区,M29关断,启动电路停止工作并与基准脱离.2.3高阶温度补偿式(1)所描述的是一阶温度补偿,实际上,双极型晶体管的BE结压降并不是随温度线性变化的,而是由下式给出:VBE=VG0-(VG0-VBE0)(Τ/Τ0)-(η-α)VΤln(Τ/Τ0),(5)VG0是硅的带隙电压,VBE0是在温度T0下的VBE,η取决于双极型晶体管的结构,约等于4.若双极型晶体管中的电流为PTAT电流时,α=1;若与温度无关,则α=0.可以看到,式(5)中除了线性部分,还存在一个高阶项,下面就要讨论如何实现对这一高阶项的补偿.主要思想:在双极型晶体管BE结上,通过一个PTAT电流(α=1)和一个与绝对温度无关的电流(α=0)的线性组合来抵消式(5)的高阶项.如图2所示,流过Q1和Q2的电流是PTAT电流,经过一阶补偿后流过M23的电流可看成基本与温度无关.用M24镜像复制该电流,再与Q3相连,就产生了一个α=0的VBE压降.将α的值带入式(5),得到晶体管Q1和Q3的VBE表达式:VBE1=VG0-(VG0-VBE0)(Τ/Τ0)-(η-1)VΤln(Τ/Τ0),(6)VBE3=VG0-(VG0-VBE0)(Τ/Τ0)-ηVΤln(Τ/Τ0).(7)图2中M23,M24和M25镜像比例相等,所以ID23=ID24=ID25=I.式(6)和(7)相减,得VΔ=VBE1-VBE3=VΤln(Τ/Τ0).(8)这样就得到式(5)中的高阶项.所以在图2所示电路中加入R5和R6(R5=R6),R5,R6上的压降就是VΔ.运放保证了两端输入电位相等(VA+=VA-),取R2=R4以及R7=R8.经过高阶温度补偿后的基准输出为VREF=ΙR9=2(VBE2R7+VBE2-VBE1R3+VΔR5)R9=2(VBE2R7+ΔVBER3+VΔR5)R9=2[VG0-(VG0-VBE0)ΤΤ0-(η-1)VΤlnΤΤ0R7+VΤlnΜR3+VΤlnΤΤ0R5]R9,(9)其中,M为Q1与Q2,Q3的发射极面积之比,ΔVBE=VTlnM.只要式(9)中T以及VTln(T/T0)的系数为零,就达到了温度补偿的目的.令-(VG0-VBE0)R7ΤΤ0+VΤlnΜR3=0,(10)-(η-1)VΤlnΤΤ0R7+VΤlnΤΤ0R5=0.(11)联立上面两式,可以求出R5和R7为R7=qR3(VG0-VBE0)/(kΤ0lnΜ),(12)R5=R7/(η-1),(13)基准的输出电压为VREF=ΙR9=2VG0R9/R7.(14)调节R9可以灵活调整输出电压.对温度的二阶补偿只需加电流镜M24和双极型晶体管Q3以及两个电阻,结构简单.与一阶补偿相比,二阶补偿大大提高了基准的精度.2.4案例的转换电路在带隙基准电压源的运算放大器设计中,要求其具有较高的增益、较小的失调电压和噪声以及很好的环路稳定性.从以上要求出发,笔者设计了一款多级差分结构的运放,提高了增益,增大了反馈深度,减小了失调的影响.同时,采用嵌套式密勒补偿,使得基准的环路稳定性大大提高.如图2所示,运算放大器为差分输入,第2级为OTA,再由共源级放大输出.加入补偿电容后组成了负反馈回路,确保了环路的稳定性.各级的直流增益分别为A1≈gm15(ro15⋅ro17/(ro15+ro17)),(15)A2=gm19m(ro21⋅ro22/(ro21+ro22)),(16)A3=-gm23RΟUΤ,(17)其中的gmi是MOS管Mi的跨导,roi为Mi的输出阻抗,ROUT是图2中B端的输出阻抗,m是OTA中M21和M20的镜像比例.图3是运放的交流小信号模型.Gmi是第i级的跨导,Rpi和Cpi是第i级的输出阻抗和寄生电容,ROUT和COUT是等效输出电阻和电容.在未加补偿电容C1和C2时,频率响应的极点频率为pi=1/(RpiCpi)‚i=1‚2,(18)p3=1/(RΟUΤCΟUΤ).(19)根据图3计算出运放小信号环路增益:Η(s)=A(1-sC2Gm3-s2C1C2Gm2Gm3)(1+s1pm1)(1+sC2Gm2+s2C2CΟUΤGm2Gm3),(20)其中的A为运放的直流增益,且A=A1A2A3.接入补偿电容后,闭合回路产生了“极点分裂”效应.为了得到更大的相位裕度使系统稳定,与第1级有关的极点p1移动到低频,其他极点(包括输出极点)移动到高频.补偿后的主极点pm1为pm1=1/(C1Gm2Gm3Rp1Rp2RΟUΤ).(21)式(20)中分母上的二次多项式可以改写为Μ(s)=1+s(2ζ/pC)+s2(1/p2C),(22)其中pC=(Gm2Gm3/(C2CΟUΤ))1/2,(23)从而可以得到阻尼因子ζ的表达式ζ=(C2Gm3/(Gm2CΟUΤ))1/2/2,(24)那么次主极点为pm2=-ζpC+pC(ζ2-1)1/2,pm3=-ζpC-pC(ζ2-1)1/2.(25)通过嵌套密勒补偿技术,主极点移动到很低的频率,次极点移动到较高的频率,基准在获得较大增益的同时还能保证很好的环路稳定性.3基准电路的设计及仿真本电路设计基于0.6μmCMOS工艺,并通过Hspice进行了仿真验证.仿真条件为25℃下全典型模型,以便携设备中常用的0.8V为目标基准值.图4为基准的直流特性,电源在1.2～5V变化时,基准输出稳定.图5是基准的温度特性,虚线为不加二阶温度补偿时的温度曲线,实线是经过补偿后的温度曲线.与一阶补偿相比,二阶补偿大大提高了基准电压的精度.当温度从-40℃至120℃变化时,基准的温度系数为6.1×10-6/℃.图6是电源电压分别为1.8V,3.6V和5.0V时基准随温度变化的曲线.图7所示为基准电路的交流特性.从图7可以看到基准的环路增益为120dB,相位裕度为62°,其中虚线为不加补偿电容C1,C2时的环路增益及相位曲线.显然,经过补偿后环路增益没有减小,在适当减小带宽的情况下使相位裕度增加从而使系统达到稳定.图8是低频时基准的电源抑制比(PSRR),为-82dB.电源电压工作在3.6V时工作电流仅为6.5μA.表1为笔者设计的带隙基准电压源与参考文献的参数比较.为了更客观地和普通的带隙基准电压源进行性能比较,表1分别列出了输出电压为设计要求的0.800V和常见的1.251V两种情况下的仿真参数.文献的设计虽然电路结构简单,但是曲率补偿的效果并不突出,温度系数大于10×10-6/℃.文献和文献的设计温度补偿效果很好,温度系数只有5.29×10-6/℃,但是电路功耗比