直流微电机正反转调速功率放大电路的设计

直流微电机正反转调速功率放大电路的设计

传输管理系统是通过控制对电机的控制，将能量消耗转换为机器能，并通过指定的运动规则控制运动机械。而用直流电动机作为原动机的传动称为直流传动。由于直流传动系统具有良好的启动、制动、正反转及调速等性能,目前在传动领域仍占主要地位。在机器人技术领域,直流电机作为机器人各关节或执行机构的动力源得到了广泛的应用。因此,机器人控制器作为机器人信息处理和控制的主体,其设计好坏将决定机器人系统的整体行为和整体性能。早期的机器人,特别是工业机器人所采用的控制系统基本上是设计者基于自己的独立结构而开发的,它采用了专用计算机、专用机器人语言、专用操作系统、专用微处理器。本设计基于通用DSP控制芯片开发了直流电机控制驱动卡,取得了满意的控制效果。1gm控制装置脉冲宽度调制(PWM,pulsewidthmodulation)装置是一种利用大功率晶体管的开关特性来调制固定电压的直流电源,按固定的频率来接通和断开,并根据需要改变一个周期内“接通”与“断开”时间的长短,通过改变直流伺服电动机电枢上电压的“占空比”来改变平均电压的大小,从而控制电动机的转速。因此,这种装置又称为开关驱动装置。PWM控制原理如图1所示。可控开关S(可以是三极管,MOSFET,IGBT等)以一定的时间间隔重复地导通和断开。当S导通时,供电电源通过开关S施加到电动机两端,电源向电机提供能量,电动机储能;当S断开时,切断了供电电源向电动机提供能量;但是,在S导通期间电枢电感所储存的能量此时通过续流二极管VD使电动机电流继续流通。2基极驱动电机ub1和ub3双极模式PWM控制的特点是在一个开关周期内,作用在导电枢上的电压极性是正负交替的,双极性工作模式由此得名。H型双极模式PWM的功率转换电路如图2所示。它由4个大功率晶体管和4个续流二极管组成。4个大功率管分为两组,V1和V4一组,V2和V3为另一组,同一组中的两个晶体管同时导通、同时关断,两组晶体管之间是交替的轮流导通和截止的。亦即基极驱动信号ub1=ub4,ub2=ub3=-ub1。双极模式工作时允许电流反向流通,从而保证电枢电流始终是连续的。即使电机不转动,电机电枢两端的瞬时电压也不为零,而是宽度相等的正、负脉冲电压。在电枢回路中流过一个交变的电流,使电动机发生高频颤动,有利于减小静摩擦。3简化了电路结构随着GTO晶闸管、GTR、P-MOSFET、IGBT和MCT等全控型功率器件的出现和应用,直流传动方式得到很大的改善。利用这些有自关断能力的器件,取消了原来普通晶闸管系统的必需的换相电路,简化了电路结构,提高了效率,降低了噪声,也缩小了电力电子装置的体积和重量,使谐波成分大、功率因数差的相控变流器将逐步由斩波器或脉冲宽度调制器(PWM)变流器所代替。本设计采用型号为IRF540N功率场效应管,其栅极驱动芯片采用IR2110,设计了如图3所示的驱动电路,其中,器件的选择是关键。3.1绝缘材料场效应管的选择3.1.1vm驱动电路由MOSFET(场效应管)构成的共源电路中,当栅极驱动电压使漏极电流为零时,则认为场效应管的工作点位于夹断区的边界上,当栅-源的反偏电压再增大,MOSFET的工作点完全进入夹断区。而当栅极控制电压使漏(D)-源(S)电压变为零时,则认为MOSFET工作点位于饱和区的边界上。当提高栅(G)极驱动电压时,MOSFET的工作点就完全进入可变电阻区。PWM驱动电路就是利用MOSFET的开关特性,使之交替工作在截止区和饱和区,从而越过MOSFET的恒流区,通过调整占空比的办法来调整分配在电动机电枢两端的电压,达到对电动机的调速控制。而这种开关特性对整个驱动电路尤其是功率放大管提出了较高要求。工作在开关状态的MOSFET,由夹断区到可变电阻区,或者相反的过程,也就是其内部电荷建立和消失的过程,因而,需要一定的时间。共源电路的开关时间波形如图4所示,MOSFET的开关时间由开启时间(turn-ondelaytime)td(on)、上升时间(risetime)tr、关断时间(turn-offdelaytime)td(off)和下降时间(falltime)tf组成。本驱动电路采用型号IRF540N的绝缘栅型功率场效应管,该管的开关时间值如下:td(on)=30ns;tr=60ns;td(off)=80ns;tf=30ns。该器件的开关频率可达到1～2MHz,能够满足本系统的设计要求。3.1.2降低功耗对设计方案的要求在PWM系统中,MOSFET的功率损耗是决定其使用寿命的重要因素,也是衡量PWM驱动效率的一个指标。为了保证PWM系统工作安全可靠,通常需要使MOSFET工作在额定功率范围之内。降低功耗对MOSFET的特性参数有以下要求:①MOSFET可变电阻区电压要小;②上升时间tr和下降时间tf要短。而所谓的“共态直通”是指H型功率转换电路中的功率元件(MOSFET、GTR)在一个开关周期内的切换瞬间把主电源短路的现象。共态直通发生的原因是由于功率元件(MOSFET、GTR)开启时间td(on)的存在和基极驱动的PWM信号过零点无延迟而引起的。因此,要求功率元件(MOSFET、GTR)的开启时间尽可能短,同时设计基极驱动电路时,应使同侧对管在开关切换期间有一个共同休止的延时死区。图5为死区驱动信号波形。3.2集成驱动电路随着功率VMOS器件以及绝缘栅双极晶体管器件(IGBT)的广泛运用,更多场合使用VMOS器件或IGBT器件组成桥式电路,例如开关电源半桥变换器或全桥变换器、直流无刷电机的桥式驱动电路、步进电机驱动电路以及逆变器的逆变电路。而美国IR公司推出的一系列集成驱动电路在其中起了非常大的推动作用。本设计选择IR公司推出的IR2110集成驱动芯片作为场效应管的栅极驱动器件。它体积小、集成度高、响应快、偏值电压高、驱动能力强、内设欠压封锁,而且成本低、易于调试,并设有外部保护封锁端口。尤其是上管驱动采用外部自举电容上电,使得驱动电源数目较其他IC大大减小。但如果IR2110使用不当,尤其是自举电容选择不合适,易于造成芯片损坏或不能正常工作。(1)c2容量选择图6所示为IR2110典型接线图。图中C2为自举电容,VCC经VD1、C2、负载、VT2给C2充电,以确保VT2关闭、VT1开通时,VT1管的栅极靠C2上足够的储能来驱动,从而实现自举式驱动。C2的容量选择应考虑如下几点:①PWM开关频率高,C2应选小;②尽量使自举上电回路不经大阻抗负载,否则应为C2充电提供快速充电通路;③对于占空比调节较大的场合,特别是在高占空比时,VT2开通时间较短,C2应选小,否则,在有限时间内无法达到自举电压;④C2的选择应综合考虑PWM变化的各种情况,监测HO、VS脚波形进行调试是最好的方法。(2)独立显示自举二极管的耐压,应保证其可以安全地工作在高压侧功率供电电压下。二极管的反向漏电应尽量小,并且是快速恢复二极管。(3)逻辑输入的反偏压IR2110的最大不足是不能产生负偏压,如果用于驱动桥式电路,由于弥勒效应的作用,在开通与关断时刻,集电极与栅极间的电容有充放电电流,容易在栅极上产生干扰。图7给出了IR2110产生负偏压的原理图。电源Uc上电后,首先通过电阻Rc对电容C5充电,并在VW1钳位下形成+5V电压uc5。当逻辑输入LIN为高电平时,VS3导通,脚1对COM点输出20V的高电平,而相对VM2源极为15V高电平,VM2、VM3同时导通;当LIN为低电平时,VS4导通,在VM2栅源之间加上-uc5电压,即形成反偏压。当高端输入逻辑HIN为高电平时,VS1导通、VS2关断,使VM1导通;当HIN为低电平时,VS1关断、VS2导通,VM1栅源电压为负,从而形成反偏压。在参数设计时应考虑以下几点:①快速恢复二极管VDR和VM3的电压与VM1、VM2的电压定额相同;②VM3先于VM2关断,后于VM2开通,这可由Rg3和Rg2配合调节;③由于MOSFET和IGBT在栅源极之间存在寄生电容Ciss,因此,要求C4≫Ciss。(4)减少vs冲电压由于在桥式电路中存在寄生电感,而桥式电路一般负载为感性负载,在功率管开关瞬间、电源短路以及过电流关断时,di/dt(电流的瞬时变化量)比较大,功率管会产生过冲电压,会使VS端电压低于COM端,而IR2110中该电压不能低于-4V,如果超出该极限电压就会引起高端通道工作不稳定。根据笔者经验,在设计印制电路板(PCB)时,采取下列推荐方法可以减小VS负过冲电压:①将功率管紧密放置,并且在焊接功率器件时尽量使引脚最短,以减少PCB布线长度和引脚间寄生电感的影响。②功率驱动集成芯片尽可能靠近功率管放置。③连接两功率管的走线采用宽线直接连接,不要有环路。④在电源线与功率管之间增加去耦电容(一般为0.1μF或1.0μF)。(5)ir210sd端过电流保护在许多场合,为了防止功率管和负载因过电流损坏,需对电流值进行严格控制。例如,控制直流电机和步进电机时,如果电流过大会烧毁。利用IR2110的SD端可实现过电流保护控制功能,其过电流保护的工作原理如图8所示。稳压二极管D1提供一标准电压,电阻R2对电流进行采集,将其转换成电压信号,再与标准电压相比较,当电流达到规定值时,比较器输出高电平,提供给IR2110的SD端,IR2110控制切断功率管,从而防止过电流的产生。电流值的大小可以根据稳压二极管稳压值及电流检测电阻计算出来。3.3电流的脉动量在PWM-电动机系统中,电力晶体管的开关频率与系统的性能有密切关系,开关频率愈高,电枢电流的脉动量和电动机转速脉动量愈小,电流容易连续,电动机附加损耗减少,系统低速平稳性好。从动态性能看,提高开关频率可扩大系统频带宽度,提高系统的快速性,但是开关频率的提高使晶体管的动态损耗也随之增大,会降低放大器的传输效率。通常开关频率的选择要考虑以下原则。(1)发电机最小负载电流Id=12Δid≤ILmin(1)Ιd=12Δid≤ΙLmin(1)式中,ILmin为电动机最小负载电流。对于双极式PWM放大器,最大脉动电流Δidmax为Δidmax=Us2Lf(2)Δidmax=Us2Lf(2)使电动机最小负载电流连续的开关频率为f≥Us4LILmin(Hz)(3)f≥Us4LΙLmin(Ηz)(3)(2)驱动模块tr和tf的设计对于双极式PWM放大器fop=0.332asT21(tr+tf)−−−−−−√3(Hz)(4)fop=0.332asΤ12(tr+tf)3(Ηz)(4)式中,as=Is/Inom为电动机启动电流与额定电流之比;T1=L/R为电枢回路电磁时间常数;tr为晶体管关断时的下降时间;tf为晶体管开通时的上升时间。本驱动模块的开关频率考虑到以上原则,利用式(3)、(4)计算所需频率,同时考虑了隔离元件(光耦)的快速性,开关频率定为234kHz左右。同时,根据电路模块试验要求,可适当调整开关频率。4控制电路总体框图美国TI(德州仪器)公司于1997年推出数字式电动机微控制器TMS320X24X是面向新一代电机控制,将DSP的高速运算能力和面向电动机的高效控制能力集于一体,使得实现伺服系统的全数字化成为可能。本设计的控制电路总体框图如图9所示。以TMS320LF2407ADSP为核心,外扩JTAG仿真接口,SCI串口通信接口,这两个接口实现了DSP与PC机的通信;另外,A/D转换接口,用以采集电机电枢电流信号;DSP的正交编码脉冲输入单元(QEP)用以采集电机转速信号。5电机转速及电路工作特性用以实验的电机对象为瑞士麦克逊直流微电机。部分电机参数如下:额定功率为70W;最大转速为7020r/min;额定工作电压为42V;