绕线式转子无刷双馈电机控制分析

/3绕线式转子无刷双馈电机控制系统分析无刷双馈电机在双馈方式下运行时具有普通同步电动机的特性，可能在恒压频比的开环控制下稳定运行，但是其转速和负载转矩的动态性能比较差，负载突变时转速容易振荡，存在失步的危险。为了改善BDFM的运行性能，需要对它进行闭环控制。由于BDFM又具有异步电动机的特点，因此适用于异步电动机的控制策略都可以用于对BDFM的控制，如标量控制、直接转矩控制、转子磁场定向控制、参数自适应控制等。目前，国内外学者对BDFM的控制进行了较为深入的研究。本课程主要对几种常用的控制策略进行分析。3.1无刷双馈电机的标量控制BDFM理想的运行方式是双馈运行。在双馈方式下，按照式nr60fppppc，通过闭环控制BDFM控制绕组的频率和电压大小，就可以实现对电机转速和功率因数等特性的动态控制。这就是标量控制的基本思想。图3-1为BDFM的标量控制框图，系统通过两个简单的PI调节器来实现对电机的动态控制。本系统有两个给定，即速度和功率因数。系统通过对电机转速和功率绕组电量的检测，利用CPU计算出实际的转速和功率因数，再将它们与给定值进行比较。当转速出现偏差（有可能失步）时，系统就自动调节控制绕组频率来减小和消除偏差。当功率因数出现偏差时，系统就自动调节控制绕组的励磁电流（或电压）来减小和消除偏差，保证系统稳定可靠运行。当负载一定和功率因数给定时，对应的控制绕组的励磁电流可以通过稳态电路来计算。只考虑控制绕组系统的等效电路如图3-1所示。根据该图可以计算出控制电流与负载和功率因数的关系。1图3-2BDFM标量控制框图假设功率绕组系统的功率因数角为emp，则在忽略定子损耗时功率绕组电流I为pIpPempcosp（）假设功率绕组电流系数为ip，则转子电流Ir，为IkripPempcosp（）2由图3-2可得转子回路的电压方程为UIZEIZIjx（）sprrcrrrccrm式中Z——转子复阻抗；rx——定子与转子间互感。crm结合式（）可以计算出控制绕组电流I为cIcPempUkZspiprcospjxcrm(3-4)控制系统中要求功率因数维持常数，以提高电机的效率和减少无功功率。因此，当负载发生变化时，就可以按照式（3-4）的规律来调节控制绕组电流（电压），以保证功率因数等于给定值不变。标量控制是利用稳态电路模型来建立控制算法，系统比较简单，硬件和软件都容易实现，可以在较低价格的微处理器上实现。采用标量闭环控制，BDFM的稳定性和动态性能得到了较大的改善和提高。该控制适用于对动态性能要求不高的场合，如煤态的通风机、水泵等。3.2无刷双馈电机的直接转矩控制直接转矩是直接在定子坐标上计算磁链和转矩的大小，并通过对磁链和转矩的直接跟踪实现功率变换器的PWM输出，来控制电机的动态行为，该方法不需要复杂的坐标变换，对参数变化也不敏感，可以很好地满足系统高动态性能的要求。异步电动机的矢量图如图3-3所示。3利用异步电动机的稳态电路和转矩关系，可以推导出异步电动机的电磁矩表达式为pTemsrL2sin（3-5）式中L——转子漏电感；2s——定子磁链；r——转子磁链；——定、转子磁链夹角。可见电磁转矩与磁链成正比。与角成正弦关系。在直接转矩控制中，需要控制定子电压来维持定子磁链幅值为额定值，以便充分利用电机铁心。转子磁链幅值由负载决定。由式（3-5）可知，要控制电磁转矩大小，可以通过直接改变角来实现。在直接转角的大小。异步电子机定子绕组电压矢量在空间的转速和方向是通过控制功率变换器的开关开断时间和顺序来实现的。图3-4为功率变换器电路，主电路由三组开关（U、V、w）组成。4当S（V、w）=1时，表示桥臂上边开关闭合，下边开关断开；U当（U、V、w）=0时，表示桥臂上边开关断开，下边开关闭合，则这三组开关共有8种状态，见表3-1。它能输出8种电压状态，电压加在绕组上产生电流，形成的合成磁动势也有8种状态，相应的空间矢量如图3-5所示。由图3-4和图3-5可知，如果控制变换器的开关状态按照1、32、6、4、5、1顺序变化，则在电机中产生的合成磁动势及其磁链变化的轨迹为正六边形，旋转方向是顺时针方向；如果控制变换器的开关状态按照1、5、4、6、、、1顺离变化，则在电机中产生的合成磁动势及其磁链变化的轨迹仍为正六边形，旋转方向是逆时针方向。可见，定子磁链变化规律由定子电压决定。表3-1变换器开关状态状态UVwFiUi0000（）U（）1001（）U（）2010F（）U（）3011（011）U（011）4100F（）U（）55101（）U（）6110（110）U（110）71117（111）U（111）在直接转矩控制中，就是通过电压空间矢量来控制定子磁链的旋转速度和方向，控制定子磁链走走停停或正走走反走走，以改变定子磁链的瞬间速度大小；而转子磁链速度由定子频率的平均速度决定，它不会突变。因此，瞬间改变定子磁链的速度，就改变了角的大小。由图3-3可知，当定子磁链的速度增加时，角会变大，相应地电磁转矩也会增加。由于BDFM的功率绕组不可控制，仅控制绕组励磁可控，机时BDFM的总电磁转矩由两套绕组的励磁共同产生，因此不能用传统的普通异步电动机直接转矩控制方法来控制BDFM变化的BDFM直接转矩控制方法。该方法使用转子速dq坐标系BDFM数学模型。并引入一个电磁转矩变化量表达式（3-6TP(iiii)empqspdspqspdspdspqspdspqspp(iidscii)cqscdscqscdscqscdscqsc（）由此就可以得出控制绕组电压与电磁转矩的关系为*1Tuem223qscudsc*122111sc3（）式中，1~3、1~3是与电机参数相关的系数。可见控制绕组电压与转矩的变化量直接相关。只要估计出转矩和磁链的变化值，控制绕组需要的励磁电压就可以根据式（）计算出来。然后可以求出功率变换器的开关状态函数，控制功率变换器使之输出BDFM所需要的电压值和频率值。BDFM的直接转矩控制框图如图3-6所示。6BDFM的直接转矩控制需要测量定子绕组的各相电压、电流以及转子速度，并进行计算估计电机的磁链和电磁转矩。然后计算转子速坐标系下控制绕组的电压值，再进行坐标变换得到静止坐标下三相电压控制值。最后控制功率变换器输出相应的电压，需要高速处理器来设计控制系统，因而成本较高，但其控制性能十分优越。3.3无刷双馈电机的转子磁场定向控制对异步电机进行矢量控制时，需要先将电机的空间矢量经过坐标变换，将三相静止坐标变换成同步旋转的dqd轴固定在转子磁链方向上。因此，经过变换后的空间合成矢量（电流、电压、磁动势、磁链等）都变成了直流物理量，电机的控制量很容易确定，也很容易控制。但是BDFM在双馈运行不能像普通异步电机那样确定一个惟一的同步坐标系，因此BDFM的矢量控制需要建立双同步坐标系统。7为了简化模型，将控制子系统和功率子系统建立的转子磁场进行定向，即将功率子系统的同步坐标中d轴固定在功率子系统转子磁链方向上，将控制子系统的同步坐标中d轴固定在控制子系统转子磁链方向上，将控制子系统的同步坐标中d轴固定的控制子系统转子磁链方向上。因此，两个子系统中q轴方向的转子磁链等于零，即LiLidrprp2drpsrp2dsprpLiLi0qrprpqrpsrpqsp（3-8）LiLidrcrc2drcsrc2dscrcL2iL2i0qrcrcqrcsrcqsc（3-9）将式（）代入双同步速模型中，会得到达BDFM转子磁场定向的数学模型为udsprLpL00LpLsppsp2srp2psrp2uqspLrLp00pLLppspsrp2srp2udsc00rLpLLpLscsc2csc2src2csrc2uqsc00LrLpLLpcsc2scsc2csrc2src20Lp0Lp0rLp0srp2src2rr0L0L0sLrc2sLrp2rrssrp2ssrc2idspiqspidsciqsc（3-10）idriqrBDFM在双馈运行时，两个子系统的转差频率相等，即sspsc。由此，可进一步得到BDFM转子磁场定向的电磁转矩为LLsrp2src2TpipiemprpqspcrcqscLLrp2rc2（）BDFM在双馈运行中，只有控制子系统的励磁可以调节，因此对BDFM的电磁转矩调节只能通过改变控制子系统的转矩来实现。在BDFM矢量控制中，被控制的物理量是控制绕组的电流。从BDFM的双同步模型中寻找8控制绕组电流与其他量的关系是BDFM矢量控制的关键。由式（3-10）的第五行求得转子电流d轴分量为idrdprprcrr(3-12)由式（）和式（）可得定子电流d轴分量为Tp1Lc2rc2ipdscrcrpLLsrc2src2(3-13)式中T——转子励磁时间常数，c2Lrc2/rr。c2可见，控制子系统的转子磁链rc仅由子电流d轴分量idsc产生，与q轴分量i无关。qsc由式（3-10）的第六行求得转差频率与控制电流的关系为rri（3-14）sqrrprc将式（）代入式（3-14）得Lsrc2isqscT2()crprc（3-15）式（3-15）是转差频率控制方程，反映了转差频率与iqsc之间的关系。所以，式（3-113-13）和式（）构成了BDFM的转子磁场定向控制方程。在控制子系统中，转子磁链rc由idsc控制，转矩由iqsc控制。这样在维持rc不变时，通过改变iqsc就可以实现对BDFM的动态控制。基于上述控制算法的BDFM转子磁场定向控制框图如图3-7所示。9系统先检测出BDFM的功率绕组和控制绕组的电压、电流和转子速度等物系统将角速度物理量，利用双同步模型计算出电机转子磁链和转矩等。系统将角速度给定值*r与实测反馈值r合成后，经过速度调节器输出转矩给定值*TemcT综合后，经过PI调节器输出控制绕组q轴电流分量的控制信号。转子磁emc链给定值*drc与计算值drc合成后，经过PI调节器输出控制绕组d轴电流分量的控制信号。最后经过坐标变换得到三相控制信号去控制功率变换器输出。3.4绕线式转子无刷双馈发电机控制目前文献关于无刷双馈电机控制策略大多集中于BDFM作为电动机运行时策略。或作为并网发电控制策略。无刷双馈电机的运行特性类似极对数为pp的绕线式电机，从控制角度pc10来看可以把应用于普通异步电机的控制策略如标量控制、磁场定向控制、直接转矩控制用于BDFM的控制。但是BDFM由于其本身电机的特殊性，它存在两套定子绕组，转子绕组与两套定子绕组均有磁场耦合，其电机结构、磁场耦合关系复杂。普通异步电机最复杂的磁链方程，电感矩阵是交变的定转子互感，与定转子绕组轴线夹角成比例。无刷双馈电机的电感矩阵更复杂，包含功率绕组与转子绕组互感和控制绕组与转子绕组互感，由于功率绕组和控制绕组极对数和通入电流频率不一样，其定转子绕组轴线也不一样。因此其控制方程式更为复杂，控制方法也复杂。做发电或电动运行时由于只有控制绕组可控，而功率绕组是不可控另外电机的参数，特别是定转子绕组互感相对普通异步电机而言不易估算准确，目前针对无刷双馈电机参数估算的方法主要有理论计算方法和基于实验和理论计算结合方法，这些方法都只能是近视计算。前面推导的无刷双馈电机数学模型对等效电路参数特别敏感，电机参数又无法准确估计，特别是定转子间互感。对电机控制更是带来了很多不利的影响。通过借鉴目前BDFM作为电动运行的一些控制策略，结合无刷双馈电机单机发电模型，对无刷双馈单机发电的各种闭环控制方法，下面主要就无刷双馈单机发电机运行标量控制、单机发电转子磁场定向控制策略进行研究，在此基础上提出一种基于转子电流测量的控制模型。3.4.1无刷双馈电机单机发电运行数学模型以上数学模型都是依照电动机惯例推导出无刷双馈电机数学模型，当其用于单机发电（不并网）时，系统给定量是原动机转速、转矩，要求控制量是功率绕组端输出电压（电流）幅值和频率。为了更好得到带载仿真模型，需要按照发电机惯例重新改写方程式。无刷双馈发电机单机发电带载运行时，假定三相负载对称，负载阻抗ZRjX，其中XL2fpLL。按照发电机惯例，图中所表示均为电压和电LLL流正方向。11icaK1ipaLLRL整流C逆变icbiccBDFMipbipcLLLLRLRL不控整流原动机市电220V图3.8无刷双馈电机单机发电带载系统结构1）电压源模型如果控制绕组侧变频器是电压源型逆变器，则可控量为变频器输出交流电电压和频率。下面推导电压控制源控制模型。在静止坐标系下，无刷双馈发电机电压方程可写为：uR00iL0Misppspspprspu0R0ip0LMisccscsccrsc（3.16）u00RiMMLirrrrprcrr其中功率绕组端电压满足基尔霍夫电压定律：uR00iL00ispaLspaLspau0R0ip0L0ispbLspbLspb（）u00Ri00LispcLspcLspc由此得功率绕组定子电压方程可得：iRpLiR00iL0MispaLLspapspaspprspaiRpLi0R0ipL0MispbLLspbpspbspprspbiRpLi00RiL0MispcLLspcpspcspprspc整理后可得功率绕组定子电压方程：0RR00iLL0MipLspaspLprspa00RR0ipLL0MipLspbspLprspb000RRiLL0MipLspcspLprspc定子转子电压方程改写为：120RR00iL'0MipLspspprspu0R0ip0LMisccscsccrscu00RiMMLirrrrprcrr其中：LLLL/2L/2spmspLmspmspL'L/2LLLL/2spmspspmspLmspL/2L/2LLLmspmspspmspL由于负载电感并不参与电机励磁，因此定子控制绕组、转子自感没有变化、定转子互感磁链并没有影响。静止abc坐标系下，转矩方程没有变化，磁链方程仅电机定子功率绕组三相自感磁链增加L。采用前面坐标变换无刷双馈发电机在转子速dq0坐标系上电压方程变为：0rrpL'pL'00pMpMpLspprspprprpriqp0pL'rrpL'00pMpMprspLpspprprpridpuqc00rpLpLpMpMcsccrsccrcrcriqcudc00pLrpLpMpMcrsccsccrcrcridc0pM0pM0rpL0pcrriqr00pM0pM0rpLpcrrridr（3.18）上式是在已知负载阻抗大小情况下推导无刷双馈发电机模型，该模型适合仿真运算推导无刷双馈发电机运行规律。在单机发电实际应用中实际上由于无法提前预知负载大小，因此上式不能应用于控制模型。控制模型中给定量仍然是功率绕组端电压大小，因此控制模型数学模型仍然不变。无刷双馈电机在发电运行，通常是在功率绕组端开路情况下先自励发电起动，等电压稳定后再切入负载。2）电流源模型如果控制绕组侧变频器是电流源型逆变器，则可控量为变频器输出交流电电其控制动态相应更快。如果控制绕组电流已知可控，那么去掉控制绕组电压方程，转子速dq坐标系下电压方程变为：13urpLpLpMpMiqppspprspprprprqpupLrpLpMpMiprsppspprprprdpdpMpipM0rpL0iprrrcrqcqr（）Mpi0pM0rpLicrdcprrrdr与前述相比，方程组进一步得到简化。3.4.2绕线式无刷双馈电机单机发电标量控制1）功率侧电压幅值稳定的控制算法由同步发电机发电的内部磁场分析，忽略电机的漏感、磁路饱和和绕组内阻的影响，我们可以得到功率侧的稳定运行时的时-空矢量图图。qE0.jIptUpIpIIqpfIdpd图3.9功率侧的稳定运行时的时-空矢量图端电压Up为我们的控制量。电机携带感性负载，因此有一个滞后的功率侧电流Ip，其在直轴d的分量为I，在交轴q的分量为Iqpdp率因数角。类比于同步电机，这里也有一个励磁电流If，在转速恒定时，在功率绕组侧产生感应电动势E0，其经过电机绕组的自感x压降，就得到了功率t端发电电压。励磁电流If在无刷双馈电机里为转子绕组电流的一部分分量，根据转子磁场调制的理论，I成线性关系。c因此，从控制绕组建立电流I的闭环，可以控制功率侧的电压，从而能稳定电压c值。14当突加电阻性负载时，功率侧电流I会突然增大，功率因数角不变，励磁pUp小幅度下降，但突加感性负载时，功率侧电流Ip会突然增大，且滞后电压角也会增大，这会造成直轴的去磁分量电流I增大，dp从而造成合成的励磁电流减小，使功率侧感应电动势E0下降，造成端电压U的p跌落厉害，因此感性负载对发电系统影响很大。这时就需要增大励磁电流If，因此我们要增大控制绕组的电流I。相反，当突减感性负载时，要稳定电压，我c们需要减电流Ic。为保持功率端电压U的稳定，采用电流、电压双闭环的标量控制策略。pBDFM在发电状态下稳定运行时，主要扰动量为负载的波动，当负载突然增大时，会引起功率端电压U下降，低于给电压给定。此时，电压闭环控制系统会调节p控制绕组电流Ic增大，Ic建立的闭环控制系统会调节功率侧励磁电流的增大，提高感应电动势，从而抬升Up值。反之亦然，这样，经过电压、电流控制环，我们就能稳定功率侧电压Up的值。负载电压变换电压测量功率绕um组*um+-PI*ic+-icPI变频器电BDFM电流变换iaibic流测量*fff(pp)pcppcnr601s转速测量nr图3.10绕线式BDFM发电的标量控制图152）绕线式无刷双馈电机单机发电的过程分析绕线式无刷双馈电机单机发电的控制策略是建立在一定的调速X围的，本文设定的调速X围为（350~1500）r/min。发电过程会有两个阶段：第一个阶段为自启动建立电压的过程；第二个阶段为加入负载之后动态响应的问题。(1)自启动建立电压过程：如图3.8的发电系统结构，电机旋转到指定速度在电压建立之前，电机是不能携带大功率负载的。因为建立电压时，母线上的电压不稳定，在亚同步速和超同步速启动时，母线上的功率流动会反向，因此加入负载很容易造成母线电压不稳造成系统崩溃。但是我们单机发电必须携带变频器的整流和逆变部分才能建立符合要求的电压，因此，开机时必须携带变频器负载，变频器负载为非线性负载，它的电压和电流非正弦化，这样就会给功率端的发电造成谐波污染，对电机的控制很有影响。解决这个问题的办法就靠变频器的PWM整流模块，通过适当的控制算法，使变频器功率侧的电压、电流为标准正弦量，且功率因数接近1。这样无论在亚同步速还是超同步速，都能使发电系统开机自启动建压。(2)电机完成自启动建立电压稳定后，需要带负载运行，由上面的分析知，发电系统带感性负载时，响应速度很慢，为提高系统对感性负载的响应速度，我们在这里提出一种方法：在PI电流环前引入负载无功电流分量，做前馈补偿。这种算法是采样负载端的三相电流，通过功率侧的锁相环得出功率侧发电的功率因数角p，经过功率绕组侧的同步坐标变换，求取电流的无功电流分量iqp，将他等比例折算到控制绕组侧，在控制侧的PI环上进行电流补偿。改进的控制策略图见图3.11。16负载um电压变换电压测量电流折算iqp电流变换p功率绕组iqc*um+-PI*ic++-icPI变频器电BDFM电流变换iaibic流测量*fff(pp)pcppcnr601s转速测量nr图3.11加入电流前馈补偿的控制框图图中的功率绕侧的电流到控制绕组侧的电流折算目前是按定子绕组的级对数比来等比例分配的，即pciiqcqppp。在实验过程中，这一比例可以根据实际情况灵活调试，以达到最佳效果。经过电流前馈补偿后，发电系统带负载时，动态响应会加快。在实际控制系统中，会出现突减负载的情况。因为负载电流的采样滤波时间常数较大，在突减感性负载瞬间，前馈电流仍然保持负载存在时的较大值，而导致控制侧励磁电流较大，因此会出现功率侧输出电压过冲，尤其是在突减感性负载时，如卸掉异步电机负载。因此，在程序设计时，需要给控制侧电流设定一个上限幅值，这相当于一种保护。）绕线式无刷双馈电机单机发电的矢量解耦控制策略异步电机可以根据坐标变换理论，将三相绕组转换为正交的两相绕组，从而实现互感参数与转子速度的解耦。将交流量变换成伪直流量，方便我们对其进行有功和无功的分解，实现像直流电机那样的，转矩与磁场分开控制。对于BDFM，其气隙中存在两个不同速度的旋转磁场，无法通过一个坐标变换就能将功率侧、17控制侧的电压、电流量转换为我们易于控制的直流量，不能在一个坐标系下就实现磁场的定向控制，为了解决这一问题，采用一种双同步速的坐标变换，试图实现BDFM在单机发电时，稳定功率侧的旋转磁场的定向控制，从而提高电机发电时带负载时的动态响应。根据推导，可以得到转子速d-q坐标系下的电压方程。uqprpLPL00pMpMpspprspprprpriqpudpPLrpL00pMpMprsppspprprpridpuqc00rpLPLpMpMcsccrsccrcrcriqcudc00PLrpLpMpMcrsccsccrcrcridcupM0pM0rpL0qrpcrriqru0pM0pM0rpLdrpcrridr(3-20)转子绕组短接，所以有：uuurrprciiirrprc0(3-21)其电磁转矩为：TpM(iiii)pM(iiii)(3-22)epprqpdcdpqrccrqcdrdcqr从转子速坐标系的电压模型来看，方程实现了定子、转子侧三相对称绕组到直角正交的两相绕组的变换，使绕组间的互感参数与电机转速解耦。功率侧、控制侧的电流频率不同，模型中耦合着两种不同频率的电流，无法在转子速上进行解耦。这个时候，我们根据无刷双馈电机结构的特殊性，将电机等效拆分成两台异步电机，分别成为功率子系统和控制子系统，根据各自的磁场旋转速度，进行同步坐标变换，这样就将功率和控制绕组的交流量，转换成我们易于控制的直流量。假如上式控制绕组电流可测，则电流i、idc为已知。又rpurc0则3-20qc式子简化为:urpLpLpMpMipspprspprprprqpqpupLrpLpMpMidpprsppspprprprdpMpipM0rpL0icrqcprrrqr(3-23)Mpi0pM0rpLiprrrcrdcdr18根据功率绕组磁链方程可得下式：iqpMiqpprqrLsp(3-24)idpMidpprdrLsp(3-25)联立3-243-25并化简，可得到转子电流与功率绕组磁链和控制绕组电流的关系：2MMprprr(L)piMpiprrqrcrqcqpLLspsp(3-26)2MMprprr(L)piMpiprrdrcrdcdpLLspsp(3-27)由双感应电机级联模型，可以将转子电流分解成为功率绕组和控制绕组分别感应的电流i、irc。如果忽略转子磁路饱和，这两个电流分量在转子速dq坐rp标系下又有如下关系：iiiqrqrpqrciiidrdrpdrc(3-28)将式3-28代入3-27中可得，功率侧感应的转子电流为：2MMprprr(L)piprrqrpqpLLspsp2MMprprr(L)piprrdrpdpLLspsp(3-29)由控制侧的磁场和其感应的转子电流关系为：2Mcrr(L)piMpirrqrccrqcLsp2Mcrr(L)piMpirrdrccrdcLsp(3-30)电磁转矩变为MprTp(ii)pM(iiii)epqpdrpdpqrpccrdrpqcqrpdcLspMprp(ii)pMiii)pqpdrcdpqrpccrqrcdcdrpqcLsp(3-31)式3-29中的各量只与功率侧相关，式3-30中的各量只与控制侧相关，这样19就把BDFM的数学模型分解成两个解耦的子系统。以上推论的电压电流量在转子坐标系下都是交流，这不便于控制。根据式3-29和3-30的电流和励磁关系，建立两个同步旋转坐标系。按各自的磁场旋转速度，进行同步坐标变换，这样就将功率和控制绕组的交流量，转换成易于控制的直流量。rdccrdcpprqpprdrrqcrqprcrqcdprpdrpc图3.12转子坐标系和同步坐标系之间的关系图假定无刷双馈电机运行在亚同步速下，功率侧与控制侧电流相序相反时，转子速与双同步坐标系关系如图。图中cr表示控制绕组的同步旋转坐标系，pr表示功率绕组的同步旋转坐标系，r表示转子速坐标系。由第二章分析知：prppprtt(3-32)()crcpcrtt(3-33)()根据坐标变换理论，功率侧和控制侧的坐标变换矩阵分别为：cos()sin()prprprC(3-34)rsin()cos()prprcos()sin()crcrcrC(3-35)rsin()cos()crcr分析功率绕组子系统下的同步坐标模型，针对矢量解耦控制，本文只用到了功率、控制绕组的电流量来进行解耦控制，电压量只为磁链观测时使用，因此下面的坐标变换就不涉及电压变换。功率侧的电流在转子速下的坐标系变换到同步坐标系的方程为20priiqpprqpCrpriidpdp(3-36)则功率绕组的电压和磁链方程为：prprprpruidqpqpqpqprppprprprprdtuidpdpdpdp(3-37)prprprcriiiqpqpqrpdrcLMspprprprprcriiidpdpdrpqrc(3-38)下标qp、dp、qc、dc表示在转子速坐标系上的功率侧和控制侧的各量；上标pr、cr分别代表功率侧、控制侧同步速坐标系的各量。功率绕组对应的转子绕组的子系统中转子部分的电压、磁链方程为：00prprpridqrpqrpqrprrprspprprdtidrpdrpdrp(3-39)prprpr2iiMqrpcrqrpqp(L)MrprprprprLiispdrpdrpdp(3-40)控制侧的电流变换到同步坐标系的方程为：criiqpcrqcCrcriidpdc(3-41)控制侧子系统在同步速坐标系下的电压和磁链方程为：crcrcrcruidqcqcqcqcrcccrcrcrcrdtuidcdcdcdc(3-42)crcrprcriiiqcqccrpqrcLMsccrprcrcrcriiidcdcqrpdrc(3-43)同样，控制绕组对应的转子绕组的子系统中转子部分的电压、磁链方程为：00crcrcridqrcqrcqrcrrsccrcrcrdtidrcdrcdrc(3-44)crcrpr2iiMqrccrqrcqp(L)MrcrprcrcrLiiscdpdrcdrc(3-45)联立、3-40和、3-45式子得出转子的状态方程为：21prprpr22iiMMMqrpqrpqpprprprr(L)p(L)rrprsprprspprLiLiLspdrpspdrpspdp(3-46)crcrcrcr22iiiiMMqrcqrcqcdccrcrr(L)p(L)MpMrrcrscrcrcrcrsccrcrLiLiiiscdrcspdrcdcqc(3-47)经过上面的坐标变换，同步坐标系上的各量均是直流量，这样便易于控制了，下面分析功率绕组磁场定向的矢量控制算法。）绕线式无刷双馈电机单机发电的矢量控制将功率绕组的同步速子系统的d轴固定到它的磁链方向上，则功率绕组的磁链方程为：prqpprdp0m032u(3-48)pmp其中合成磁链为mupm有m32upmp。从上式看出要维持功率电压稳定就要保持m不变，此时需要构造磁链的闭环，其中实际磁链可以由测量的电压值，通过坐标变换得到，具体求法，下节介绍。将3-48式带入3-47中，可得：0prcrpriiiqrpdrcqpMuL3prprcrpmsppriiidrpqrcdp2p(3-49)功率端线电压的幅值u可测，pmpri、qppri通过测量的电流值变换得到，可知dp3-49中右边已知，现在需要解耦功率绕组与控制绕组，需要将cri、drccri求出。qrc分析3-46的转子状态方程，其中电流各量都为直流，在实际控制计算中，一个步长的微分量为零。忽略转子内阻，则22u3prpmiMqrppr22pprMiprdrpLL()0sprLsp(3-50)这样，联立3-50和3-49即可得出：00crpriLMi1qrcspprqpuupmpr2pmcrMMiMiprprprdpdrc2L(L)2psprpLsp(3-51)求出cri、drccri后，分析转子状态方程，求出控制绕组同步坐标电流分量：qrc2Mpr(r(L))crrscrcriLiqcspqrccrcrMiidcdrcsccr(3-52)控制绕组同步坐标电流分量得到后，即可将通过坐标变换求出三相电流，即完成无刷双馈电机的单机发电的功率绕组的磁场定向控制。控制框图如下，三相负载功率绕组电压幅值测量电流变换iiabicupm*u-pm+PIpridrppriqrp功率绕组转子电流计算prdpprqp磁链观测puaubuc功率绕组*f磁链p计算pr*+dp0-prdpPIpriprdpiqp转子iipr*cr*qrpdrc电流计算pr*iidrpqrc+--cr*drcicr*qrci控制绕组转子电流计算icr*dcicr*qc+-+criqc-cridcPIPI电流变换c*ia*ib*ic变频器电流变换iaibpicBDFMpprccr位置检测r图3.13无刷双馈电机单机发电矢量解耦控制图单机发电模型中，矢量解耦的控制方法如下，构造功率绕组的电压和磁链双闭环，由功率绕组电压幅值*u和频率pm*f给定，得到同步旋转坐标系下的功率绕p组磁链方程，将同步旋转坐标系定向到磁链方向上得到定子磁链给定值pr*dp、pr*0qp(算式3-49)；根据功率绕组的磁链和同步坐标系下的电流值pri、dppri(测qp23量并经过变换得到)，通过算式3-33，得到转子电流的给定值；功率绕组对应的转子感应电流可以转子状态方程得出，联立上面转子电流值可以得到控制绕组对应的转子感应电流cr*i、drccr*i；通过控制绕组的转子电流计算(式得到同步旋qrc转坐标系下控制绕组的电流值给定cr*cr*iidcqc的矢量解耦控制。由编码器测出转子转速和位置，根据功率绕组的频率给定和算式求出控制绕组频率，联立上述的双同步坐标系下的转换关系可求得p、c、p、c。磁场定向的矢量控制依赖电机参数，而无刷双馈电机的参数复杂，有不确定性，因此这种控制算法目前还无法应用在发电系统的控制中。）无刷双馈电机的发电标量控制运行仿真根据前面推导转子速dq轴模型，分别根据电压源模型和电流源模型用Matlab的S函数编制无刷双馈电机发电模型，电机采用8/4绕线式转子无刷双馈电机，仿真参数为：Pp=4，Pc=2，J=0.03，r0.075，rc0.11，rr0.931，lsp，lsc，pl1.07，Mpr，Mcr。r电压源控制仿真模型如下图3-14所示：图3-14无刷双馈电机带载电压源仿真模型24图3-15转速突变功率绕组电压幅值波形图3-16转速突变转矩变化波形图3-17转速突变功率绕组电压瞬时值波形图3-18发电负载突变功率绕组幅值波形图3-19发电负载突变转矩波形25图3-20发电负载突变功率绕组电压波形图3-21发电负载突变功率绕组电流波形无刷双馈电机带载电流源仿真模型如下图3-22无刷双馈电机带载电流源仿真模型图3-23转速突变功率绕组电压幅值波形图3-24转速突变转矩变化波形26图3-25转速突变功率绕组电压瞬时值波形图3-26发电负载突变功率绕组幅值波形图3-27发电负载突变转矩波形图3-28发电负载突变功率绕组电压波形标量控制采用偏差PID控制，在PID参数整定时需要综合考虑系统快速性和稳定性。从波形图中可以看到当比例系数kp较小，积分系数kI较大时，稳态性能较好但抗扰能力较差，调节快速性欠佳。对比两组仿真波形可以看出前一组PID参数对应转速突变时电压幅值最大27波动320V，调整时间约为2s，转矩波动最大幅值约为65N.M，后一组PID参数对应转速突变时电压幅值最大波动290V，调整时间约为大于2s，转矩波动最大幅值约为55N.M。负载突变时：前一组PID参数对应转速突变时电压幅值最大波动1000V0.7s50N.MPID参数对应转速突变时电压幅值最大波动300V，调整时间约为1s，转矩波动最大幅值约为25N.M。可见增大比例系数k，可以将抑制动态过压，但其调整时间加p长，可能会带来振荡造成系统不稳定。图3-29转速突变功率绕组发电幅值波形图3-30转速突变转矩波形图3-31负载突变功率绕组发电幅值波形图3-32负载突变转矩波形为了获得稳态较好的电压幅值波形，又要保证调整的快速性需要采用智能型PID调节器，可以在电压波动超过一定X围时采用较大比例系数kp稳定时采用较小比例系数k和较大积分系数kI。具体参数需要在实际系统中调p配。286）无刷双馈发电机单机发电矢量控制仿真与分析图3.33无刷双馈发电机矢量解耦控制仿真结构图上图为发电机运行时矢量解耦控制模型，BDFM的模型采用S函数编制电流模型，仿真模型中输入u-10依次为：转子转速r、功率绕组频率给定1*p、功率绕组电压幅值给