小型双频段MIMO天线设计

小型双频段MIMO天线设计通过采J科分离式地平面结构和寄生辐射单元两种去耦技术+本章没itT•款适用于移动终端的低互耦M1MO天线。仿真和测量结果皆显示所设计的M1MO天线在2.4-2.484GHzWLAN和3.4-3.69GHzWiMAX两个工作频段内，实现了较好的隔离效果(S^-ZOdB)；与此同时，不同端II馈电时方向图的辐射区域空间4补+这可有效的克服多径衰落*进而提高通信菜统的性能.5.1天线设计原理与结构为了迎合移动终端体积逐渐减小的发展趋势，天线之间的物理距离也必然将变得越来越小*由此造成多天线之I'lij存在越来越强的电磁耦合I为了降低近卅［离多天线之i'id的强电磁耦合*采用单的去耦技术仃卅难以达到令人满意的去耦结呆*亍是往往采用多种去耦技术共FJ来实现低互耦。本章通过采J盼离式地平面结构和寄生辐射单元两种去耦技术，设计出了一款适用于移动终端的双频段M1M0天线，天线具体的结构模型如图所示。图"⑹和图"(b)分别给出了所设计天线的正反面结构，由这两幅图中可以看出：该NHMO天线的正面是两个对称分布的非均匀圆环单极子：反面是在两分离接地平面上引入的T形分支结构°所设计的M1MO天线印制在长为44mm、宽为32mm、厚为0.8mm的FR4介质肚板上*其中介质板村FR4的和苗介电常数m为4.4+损植角正呦怕吐/小于0.02.该M1MO天线采用微带线馈电方式进行馈电，其中微带线宽度的确定过程与第四章基本相同，经过理论计算初始值与使用仿真软nHFSS优化之后*最终确定锻带线的宽度仍然为1皿叫图5-1天线的结构模型图(单位：nun}如图5-1町以看出，该MIMO天线主要由两个对称分布的非均匀圆坏单极子和在分离接地平面上引入的T形分支结构组成。为了减小天线尺寸并貝有双频段工作特性，两个辐射单元设计成部分切掉外坏的圆环形状。这样使得每个单极子的外圉有两条长短不同的路径，进而使其激发出两个高低谐振频率。通过选择合适的圆环人小，就可以得到以四分之一波长工作模式相对应的双谐振频率。其中，介质中的实际波长心仕可以由下式直接求得：为了获得较低的电磁耦合•，采用了分离式地平面结构和寄生辐射单元两种去耦技术，即FR4介质板的背面采用在分开的地平面之间引入T形分支的结构。其中，分开的两地平面与T形分支之间并非物理连接在一起,而是通过电磁耦合联系在一起。使用高频结构仿真软件HFSS对T形分支的关键结构参数进行优化,得到天线模型的具体参数值，其中H=20.4mm、W=6mnu之后实际加工制作了天线样品，结果如图5・2所示。图5-2天线的实物样品图5.2仿真与测量结果通过使用业界最流行的天线仿真与设计软件HFSS10.0和Agilent的矢量网络分析仪E5071B,对该双频段MIMO天线的S参数进行了仿真和测量，其结果如图5・3所示。同样由于天线结构的空间对称性，使得S22=S„,S21=S12o为了简便起见，图5-3给出了仿真与测量的部分S参数(Su和S12)结果。天线的-10dB阻抗带宽覆盖了2.4〜2.4X4GHZ和3.4〜3.69GHz频段。天线的Su在低频谐振点处达到了・20dB以下，在高频谐振点处达到了・25dB以下；天线端丨I的隔离情况(S“)在上述两个工作频带内的最小值均达到了-35dB以下。由图中可见，仿真和测量结杲吻合较好，均覆盖了WLAN和WiMAX工作频段且在工作频段具有较高的端丨I隔离度(S12<-20dB)o_8P)_8P)使用微波暗室对该MIMO天线进行测量，其辐射方向图如图5-4所示。图中给出的是三个相互正交平面内归一化方向图的分布情况。由于该MIMO天线在3.55GHz时辐射方向图和在2.45GHz时辐射方向图比较接近,为了简化起见,在此仅给出了在2.45GHz时辐射方向图的分布情况。图5-4(a)和(b)分别是当左端II接激励、右端II接匹配负载和右端II接激励、左端II接匹配负载时的辐射方向图。其中在XOY平面内，当左端II馈电时，最人辐射方向为左下方45。：当右端II馈电时，最人辐射方向为右下方45"。由此可知，辐射方向图在XOY面内基本互补，这有利于实现方向图分集，进而提供较人的分集增益。120240SOOYO7(a)(b)图5-4实际测量的天线辐射方向图(a)左端口接激励;(b)右端口接激励图5-5(a)和5-5(b)分别给出了在2.3〜2.7GHz和3.0〜3.8GHz频率范【韦I内天线的仿真增益曲线。其结果是在左端II接激励，右端II接匹配负载的情况卜得到的。由图5・5(a)可知,在2.4~2.484GHzWLAN频段内最大增益是3.24dBi,最大波动幅度为0.044dBi;由图5-5(b)可知,在3.4〜3.69GHzWiMAX频段内,最大增益和最人波动幅度分别是2.22和0.72dBi。天线具有较人的增益及平缓的变化，能够满足无线通信的需要。(mp)-..-=-士(mp)-..-=-士22 23 24 25 26 2.7 2.8如率(GHz)(a)

25(b)图5-5天线的仿真增益曲线图(a)2.3〜2.7GHz频率范圉;(b)3.0~3.8GHz频率范圉天线的分集性能是MIMO天线的一个歪要的指标。常常用何络相关系数ECC来评价MIMO天线分集性能的好坏。对于两天线组成的MIMO天线系统而言，包络相关系数可以通过两种途径获得：辐射方向图或者端IIS参数。其中通过辐射方向图来获得包络相关系数的计算公式如式(4・4)所示。由于此种方法需要进行繁琐的数值积分运算，所以往往通过端IIS参数来计算包络相关系数。当由两个单天线组成的MIMO天线系统工作于一个无耗且各向同性的电磁坏境中时,通过端IIS参数计算包络相关系数的公式如式(4・5)所示。按式(4-5)11算得出在2.3〜4.0GHz频率范I韦I内的包络相关系数如图5・6所示。F1图可知，在2.4〜2.4X4GHZWLAN和3.4〜3.69GHzWiMAX两个工作频段内，天线的包络相关系数ECC在0.002以下,远小于0.5,可以提供较好的分集性能。图46包络相关系数随频率的变化情况53天线性能分析随着移动终端体积的进一步减小，在设计MIMO天线时采用单一的去耦技术有时难以达到令人满意的结果。本章通过采用分离式地平面结构和寄生辐射单元两种去耦技术，成功设计出了一款适用于移动终端的双频段MIMO天线。其中T形分支结构就是这里的寄生辐射单元。对多天线之间的互耦影响较人的关键结构参数为H和W（如图5-1所示）。图5・7给出了T型分支结构的关键结构参数H对天线S参数的影响情况。从图中可以看出H的变化对天线SH和Sd的影响结果为：对3.4〜3.69GHzWiMAX高频段的影响均较小；对2.4〜2.4X4GHzWLAN低频段的影响较人。这主要由于低频段村应较长的工作波长，高频段对应较短的工作波长的缘故造成的。对于2.4〜2.4X4GHZWLAN频段，当H变化时有如卞规律：当H变人时（T型分支结构与分离地平面之间的间距变小），SH和Sd取得最小值所对应的频率均向低频端移动；反之，当H变小时（T型分支结构与分离地平面之间的间距变人），SH和Sd取得聂小值所对应的频率均向高频端移动。与此同时，取得S"和Sd最小值的人小也发生了变化，即匹配和去耦程度同时随着H的变化而受到影响。频h(GHz)图5-7II对MIMO天线S参数的影响图给出了天线S参数随W变化的仿真结果。由图中结果可知，与H对S参数的影响不同，W的变化对高低频段均有显著的影响。变化的W对2.4〜2.4X4GHZWLAN低频段的影响结果是使谐振频点左右移动；对3.4〜3.69GHzWiMAX高频段的影响结果是匹配程度的好与坏。当W变小时，天线隔离效果严重变差；当W变人时，隔离效果变化不是很明显。由此可知，T形分支结构的设计对天线取得较低的耦合相当重要。这里的T形分支结构通过产生附加的电磁耦合來实现有效的去耦。与此同时，T形分支也将对天线的匹配产生一定的影响。因此，在天线设计过程中，T形分支结构中关健参数的优化至关重要。W=5.5mmW=6mm—S,.W=6.5mmS.,.W二6mm—S,..W=6.5mmW=5.5mmW=6mm—S,.W=6.5mmS.,.W二6mm—S,..W=6.5mm—S…W=55mm频率(GHz)图5-8W对MIMO天线S参数的影响为了进一步详细说明分离式接地平面弓寄生辐射单元(T形分支结构)的去耦效果，图5-9(a)和5-9(b)分别给出了该双频MIMO天线在2.45GHz和3.55GHz时表面电流的分布情况。图中的结果是在左端II接激励、右端II接50。匹配负载情况卜得到的，其中红颜色代表了较人的电流分布：蓝颜色代表了较小的电流分布。由于低频段对应的波长较长，高频段对应的波长较短的缘故，该MIMO天线在低频段比高频段具有更强的电磁耦合。图中结果显示，无论在高低频段，从左边辐射单元耦合到右边辐射单元的耦合电流都较小，均能有效去耦。Jsurf[A/fn]Jsurf[A/fn]Jsur[A/n]S.,4227e*001S.0281^*001S.6331e+0015.23878*001u.Wge+S&l»»U93e*001*.0546«*0013.6600e*0013.2653e*00i®70Se+001Z.H7S3e*001乙<m2e+03>li.6865e+0011.2919e*0018.-9717e-t0O0S©Sge+S$01.0781e