通信原理第五章

通信原理第五章第1页，共147页，2023年，2月20日，星期日

§7.1引言

数字通信系统因具有许多优点而成为当今通信的发展方向。在数字通信系统中，信道传输的是数字信号。但是在自然界中，很多信源输出的是模拟量，如话音、图像等。因此在利用数字通信系统进行模拟信号传输时，需要三个步骤：1)首先需先对信号（模拟的）数字化，即A/D；2)进行数字方式传输；3)把数字信号还原为模拟信号，即数模转换（D/A）。模拟信号的数字化属于信源编码的范畴。而收端的D/A变换称为信源译码第2页，共147页，2023年，2月20日，星期日数字通信中的编码概念编码和译码是数字通信发送与接收设备的重要组成部分。第3页，共147页，2023年，2月20日，星期日数字通信中的编码概念（续）数字通信系统中包含编码和译码，编码的逆过程是译码。数字通信中的编码涉及两部分，含义完全不同：信源编码信道编码第4页，共147页，2023年，2月20日，星期日信源编码作用之一是设法减少码元数目和降低码元速率，即通常所说的数据压缩。码元速率将直接影响传输所占的带宽，而传输带宽又直接反映了通信的有效性。我们所熟悉的典型的压缩：音频压缩MP3

图像压缩JPEG、MPEG等

作用之二是当信息源给出的是模拟信号时，信源编码器将其转换成数字信号，以实现模拟信号的数字化传输。模拟信号数字化传输的方式有脉冲编码调制(PCM)和增量调制(ΔM)、ADPCM等。第5页，共147页，2023年，2月20日，星期日信道编码信道编码是为了降低误码率，提高数字通信的可靠性而采取的编码。信道编码技术的基本思想是通过对信息序列作某种变换，使原来彼此独立，相关性极小的信息码元产生某种相关性，从而在接收端利用这种规律检查或纠正信息码元在信道传输中所造成的差错。具体做法是信道编码器对传输的信息码元按一定的规则加入保护成分（监督元），组成所谓“抗干扰编码”。接收端的信道译码器按一定规则进行解码，从解码过程中发现错误或纠正错误，从而提高通信系统抗干扰能力，实现可靠通信。与信源编码相反，信道编码提高了可靠性。第6页，共147页，2023年，2月20日，星期日本章涉及内容由于电话业务在通信中占有最大的业务量，所以本章以语音编码为例，介绍模拟信号数字化的有关理论和技术。信源编码研究模拟语音信号的数字化问题（重点讨论模拟语音信号数字化的基本方法，即脉冲编码调制（PCM），对增量调制（ΔM）、自适应差分脉码调制（ADPCM）、线性预测（LP）等简单介绍。第7页，共147页，2023年，2月20日，星期日采用PCM的模拟信号数字传输系统m(t)模拟随机信号mo(t)模拟随机信号{ak}数字随机序列{a’k}数字随机序列模拟信息源受信者数字传输系统抽样、量化和编码译码和低通滤波第8页，共147页，2023年，2月20日，星期日PCM过程一般分三步：抽样量化编码m(t){ak}“抽样”指抽取样值，或抽取样点，抽样的多少对通信的性能指标有决定影响。抽样类似物理实验中描绘实验曲线的取点测量。抽样的多少即快慢由抽样定理规定。第9页，共147页，2023年，2月20日，星期日抽样是把时间上连续的模拟信号变成一系列时间上离散的抽样值的过程。能否由此样值序列重建原信号，是抽样定理要回答的问题。抽样定理的大意是，如果对一个频带有限的时间连续的模拟信号抽样，当抽样速率达到一定数值时，那么根据它的抽样值就能重建原信号。也就是说，若要传输模拟信号，不一定要传输模拟信号本身，只需传输按抽样定理得到的抽样值即可。因此，抽样定理是模拟信号数字化的理论依据。根据信号是低通型的还是带通型的，抽样定理分低通抽样定理和带通抽样定理；根据用来抽样的脉冲序列是等间隔的还是非等间隔的，又分均匀抽样定理和非均匀抽样；根据抽样的脉冲序列是冲击序列还是非冲击序列，又可分理想抽样和实际抽样。7.2抽样定理

第10页，共147页，2023年，2月20日，星期日一、低通抽样定理1、定理描述频率受限于（0，）的时间连续信号m(t),若抽样频率不小于2则m(t)可被其抽样值ms(t)完全确定。此定理告诉我们：若m(t)的频谱在某一角频率ωH以上为零，则m(t)中的全部信息完全包含在其间隔Ts不大于1/(2fH)秒的均匀抽样序列里。换句话说，在信号最高频率分量的每一个周期内起码应抽样两次。或者说，抽样速率fs（每秒内的抽样点数）应不小于2fH，若抽样速率fs＜2fH，则会产生失真，这种失真叫混叠失真。第11页，共147页，2023年，2月20日，星期日2、证明抽样与恢复模型：m(t)ms(t)δTs(t)ms(t)LPFmo(t)ms(t)包含m(t)的全部信息；从ms(t)可无失真恢复m(t)。第12页，共147页，2023年，2月20日，星期日抽样定理的全过程：第13页，共147页，2023年，2月20日，星期日抽样信号中包含原信号的全部信息抽样后信号的频谱Ms(ω)由无限多个间隔为ωs的M(ω)相叠加而成，这意味着抽样后的信号ms(t)包含了信号m(t)的全部信息。第14页，共147页，2023年，2月20日，星期日Mo(w)时

不失真得到的内插公式,重建信号mo(t)=ms(t)*h(t)恢复第15页，共147页，2023年，2月20日，星期日信号的重建第16页，共147页，2023年，2月20日，星期日抽样频率不满足的情况如果ωs＜2ωH，即抽样间隔Ts＞1/(2fH)，则抽样后信号的频谱在相邻的周期内发生混叠，此时不可能无失真地重建原信号。因此必须要求满足Ts≤1/(2fH)，m(t)才能被ms(t)完全确定，这就证明了抽样定理。第17页，共147页，2023年，2月20日，星期日3、说明1）抽样频率与奈奎斯特抽样频率2）理想抽样与实际抽样为抽样序列理想抽样以的理解，3）处的能量为0，否则应大于2fH

第18页，共147页，2023年，2月20日，星期日4、应用实例：1）对于电话质量的语音信号频率0.3~3.4KHz,,一般取8KHz2）声卡抽样频率8KHz为电话质量---信号最高频率取到4kHz11KHz为AM广播质量22KHz为FM广播质量44KHz为激光视盘（CD）质量第19页，共147页，2023年，2月20日，星期日音频源的频谱分析阅读音乐第20页，共147页，2023年，2月20日，星期日5、问题

1）带通信号的抽样；

2）实际抽样；

3）抽样后的量化、编码方法。第21页，共147页，2023年，2月20日，星期日上面讨论和证明了频带限制在(0,fH)的低通型信号的均匀抽样定理。实际中遇到的许多信号是带通型信号。如果采用低通抽样定理的抽样速率fs≥2fH，对频率限制在fL与fH之间的带通型信号抽样，肯定能满足频谱不混叠的要求，如图5-6所示，但这样选择fs太高了，它会使0~fL一大段频谱空隙得不到利用，降低了信道的利用率。为了提高信道利用率，同时又使抽样后的信号频谱不混叠，那么fs到底怎样选择呢？带通信号的抽样定理将回答这个问题。二、带通抽样定理第22页，共147页，2023年，2月20日，星期日图5－6带通信号的抽样频谱（fs=2fH）第23页，共147页，2023年，2月20日，星期日二、带通抽样定理定理描述：频率受限于（fL,fH)的时间连续信号m(t),其最小抽样频率满足：当当第24页，共147页，2023年，2月20日，星期日fH=nB(n=5)时带通信号的抽样

－fH－fLOfLfH5B6Bf(a)M(w)4B2B-6B-5B-4B-2B-2fs－fsOfs2fs3fsf(b)dws(w)-3fsM(w)O－fssfs2fs3fsf(c)-2fs-3fs当fH=nB时，能重建原信号m(t)的最小抽样频率为fs=2B第25页，共147页，2023年，2月20日，星期日T()dfH=nB+kB(n=5)时带通信号的抽样

2fH2nB2fH-2nB第26页，共147页，2023年，2月20日，星期日每次需多移，这样原来只隔2B，再加上多移的其中：fH=nB+kB时带通信号抽样频率的确定第27页，共147页，2023年，2月20日，星期日fs在2B~4B范围内取值，当fL>>B时，fs趋近于2B。fs与fL关系

实际中应用广泛的高频窄带信号就符合这种情况，这是因为fH大而B小，fL当然也大，由于带通信号一般为窄带信号，很容易满足fL>>B，因此带通信号通常可按2B速率抽样。第28页，共147页，2023年，2月20日，星期日抽样定理练习例1：某信号f(t)的频带为30kHz-33kHz,对其进行正确抽样，其抽样频率应为：（1）6kHz（2）7kHz

（3）60kHz（4）70kHz第29页，共147页，2023年，2月20日，星期日第4章中讨论的连续波调制是以连续振荡的正弦信号作为载波。然而，正弦信号并非是惟一的载波形式，时间上离散的脉冲串，同样可以作为载波。脉冲调制就是以时间上离散的脉冲串作为载波，用模拟基带信号m(t)去控制脉冲串的某参数，使其按m(t)的规律变化的调制方式。通常，按基带信号改变脉冲参量（幅度、宽度和位置）的不同，把脉冲调制又分为脉幅调制(PAM)、脉宽调制(PDM)和脉位调制(PPM)，波形如5-9所示。虽然这三种信号在时间上都是离散的，但受调参量变化是连续的，因此也都属于模拟信号。这里仅介绍脉冲振幅调制，因为它是脉冲编码调制的基础。第30页，共147页，2023年，2月20日，星期日图7-9PAM、PDM、PPM信号波形第31页，共147页，2023年，2月20日，星期日脉冲振幅调制(PAM)是脉冲载波的幅度随基带信号变化的一种调制方式。若脉冲载波是冲激脉冲序列，则前面讨论的抽样定理就是脉冲振幅调制的原理。也就是说，按抽样定理进行抽样得到的信号ms(t)就是一个PAM信号。但是，用冲激脉冲序列进行抽样是一种理想抽样的情况，是不可能实现的。因为冲击序列在实际中是不能获得的，即使能获得，由于抽样后信号的频谱为无穷大，对有限带宽的信道而言也无法传递。因此，在实际中通常采用脉冲宽度相对于抽样周期很窄的窄脉冲序列近似代替冲激脉冲序列，从而实现脉冲振幅调制。这里我们介绍用窄脉冲序列进行实际抽样的两种脉冲振幅调制方式：自然抽样的脉冲调幅和平顶抽样的脉冲调幅。第32页，共147页，2023年，2月20日，星期日§7.3实际抽样

前面抽样定理用的周期性冲激序列实际上不易产生，通常用周期性窄脉冲串来完成抽样。具体实现方法又分为下面两种：自然抽样（曲顶）瞬时抽样（平顶）第33页，共147页，2023年，2月20日，星期日一、自然抽样（曲顶）模型：m(t)ms(t)Sp(t)LPFms(t)m0(t)图解法观察过程如下：自然抽样又称曲顶抽样，它是指抽样后的脉冲幅度（顶部）随被抽样信号m(t)变化，或者说保持了m(t)的变化规律。自然抽样的脉冲调幅原理框图如图所示。第34页，共147页，2023年，2月20日，星期日自然抽样过程m(t)t(a)wwH－wHOM(w)sp(t)AtTt(b)wOSp(w)t2p－－2wH2wHt2ptms(t)w|Ms(w)|t2p－Ot2p－2wH2wH(c)(d)脉冲载波以Sp(t)表示，它是宽度为τ，周期为Ts的矩形窄脉冲序列，其中Ts是按抽样定理确定的，这里取Ts=1/(2fH)。第35页，共147页，2023年，2月20日，星期日它与理想抽样（采用冲击序列抽样）的频谱非常相似，也是由无限多个间隔为ωs=2ωH的M(ω)频谱之和组成。其中,n=0的成分是(τ/Ts)M(ω)，与原信号谱M(ω)只差一个比例常数(τ/Ts)，因而也可用低通滤波器从Ms(ω)中滤出M(ω)，从而恢复出基带信号m(t)。第36页，共147页，2023年，2月20日，星期日自然抽样过程表达式及频谱第37页，共147页，2023年，2月20日，星期日二、瞬时抽样（平顶）模型：脉冲形成m(t)抽样保持器平顶抽样又叫瞬时抽样，它与自然抽样的不同之处在于它的抽样后信号中的脉冲均具有相同的形状——顶部平坦的矩形脉冲，矩形脉冲的幅度即为瞬时抽样值。平顶抽样PAM信号在原理上可以由理想抽样和脉冲形成电路产生，其原理框图及波形如图所示，其中脉冲形成电路的作用就是把冲激脉冲变为矩形脉冲。第38页，共147页，2023年，2月20日，星期日抽样保持电路实现：KsRoRLChKoKo在充电的时候断开，充完合上。第39页，共147页，2023年，2月20日，星期日00t00卷积相乘tA图解法：00t'sM()第40页，共147页，2023年，2月20日，星期日是随着变化的函数，使

加权，称为孔径失真。得到的使原频谱

产生频率失真，靠LPF无法恢复。恢复模型变为：LPF下面比较三种抽样，及恢复方法。孔径失真的产生第41页，共147页，2023年，2月20日，星期日瞬时抽样过程表达式及频谱第42页，共147页，2023年，2月20日，星期日内容类型抽样模型

恢复模型

ms(t)

Ms(ω)说明理想抽样用低通滤波器可无失真恢复原模拟信号m(t).

自然抽样用低通滤波器可无失真恢复原模拟信号m(t).

瞬时抽样样值信号产生了孔径失真，收端需要采用频率补偿网络才能无失真恢复原模拟信号m(t).

备注用到的付里叶变换对：m(t)ms(t)δT(t)m(t)ms(t)sp(t)LPFms(t)m(t)LPFms(t)m(t)m(t)m’s(t)δT(t)脉冲形成ms(t)1/H()ms(t)m(t)LPF第43页，共147页，2023年，2月20日，星期日抽样小结抽样以后连续时间信号m(t)变成了时间离散的脉冲，脉冲幅度随m(t)连续变化，本质上仍为模拟信号。要完成数字化，需要进一步的处理。第44页，共147页，2023年，2月20日，星期日§7.4模拟信号的量化一、概念：

1.量化定义：量化就是用预先规定的有限个电平来表示模拟抽样值的过程，如果用N位二进制码组来表示该样值的大小，以便利用数字传输系统来传输的话，那么,N位二进制码组只能同M=2N个电平样值相对应，而不能同无穷多个可能取值相对应。这就需要把取值无限的抽样值划分成有限的M个离散电平，此电平被称为量化电平。如图：第45页，共147页，2023年，2月20日，星期日量化过程示意图信号的实际值信号的量化值量化误差q7m6q6m5q5m4q4m3q3m2q2m1q1Ts2Ts3Ts4Ts5Ts6Ts7Tsmq(t)m(t)mq(6Ts)m(6Ts)t量化器{m(kTs)}{mq(kTs)}第46页，共147页，2023年，2月20日，星期日3.量化电平

q1,q2………qM为预先规定好的量化电平指量化器可能的输出电平，M为量化电平个数,或量化级数

4.

量化间隔

V=mi-mi-1(,

)为量化区间，为量化区间端点。m(kTs)——为抽样值2.量化信号mq(t)为m

(t)的近似值qi是第i个量化区间的量化电平，可表示为qi=,第47页，共147页，2023年，2月20日，星期日5.量化误差只能减小（量化电平个数多一点），无法消除，也称量化噪声，大小由量化电平个数及量化方法决定。上述的量化误差eq=m-mq通常称为绝对量化误差，它在每一量化间隔内的最大值均为Δ/2。在衡量量化器性能时，单看绝对误差的大小是不够的，因为信号有大有小，同样大的噪声对大信号的影响可能不算什么，但对小信号而言有可能造成严重的后果，因此在衡量系统性能时应看噪声与信号的相对大小，我们把绝对量化误差与信号之比称为相对量化误差。相对量化误差的大小反映了量化器的性能，通常用量化信噪比（S/Nq）来衡量，它被定义为信号功率与量化噪声功率之比，即第48页，共147页，2023年，2月20日，星期日量化信噪比是量化器的主要性能指标之一。6.量化信噪比显然，（S/Nq）越大，量化性能越好第49页，共147页，2023年，2月20日，星期日它要求满足：取值大小25dB以上动态范围-45~+5或-50~0dB都满足要求PCM系统抗噪声性能也主要由量化器的量化信噪比决定。7.

过载量化噪声当实际信号幅度超过量化范围时，称发生了过载，此时失真严重。第50页，共147页，2023年，2月20日，星期日二、量化方法把输入信号的取值域等距离分割，量化电平取各量化区间的中点。若设输入信号的最小值和最大值分别用a和b表示,量化电平数为M，则均匀量化时的量化间隔为Δi=Δ=1.均匀量化结合具体实例推导量化信噪比：量化器输出为mq=qi,mi-1≤mq≤mi第51页，共147页，2023年，2月20日，星期日均匀量化信噪比例1设一M个量化电平的均匀量化器，其输入信号的概率密度函数在区间［-a,a］内均匀分布，试求该量化器的量化信噪比。解：根据定义分别计算信号功率与量化噪声功率。第52页，共147页，2023年，2月20日，星期日信号功率量化间隔=第53页，共147页，2023年，2月20日，星期日量化噪声功率第54页，共147页，2023年，2月20日，星期日均匀量化信噪比量化信噪比随量化电平数M的增加而提高，信号的逼真度越好。通常量化电平数应根据对量化信噪比的要求来确定。第55页，共147页，2023年，2月20日，星期日图7-17均匀量化特性及量化误差曲线第56页，共147页，2023年，2月20日，星期日过载区的误差特性是线性增长的，因而过载误差比量化误差大，对重建信号有很坏的影响。在设计量化器时，应考虑输入信号的幅度范围，使信号幅度不进入过载区，或者只能以极小的概率进入过载区。对于不同的输入范围，误差显示出两种不同的特性：量化范围（量化区）内，量化误差的绝对值|eq|≤Δ/2;当信号幅度超出量化范围，量化值mq保持不变，|eq|＞Δ/2，此时称为过载或饱和。第57页，共147页，2023年，2月20日，星期日均匀量化器广泛应用于线性A/D变换接口，例如在计算机的A/D变换中，N为A/D变换器的位数，常用的有8位、12位、16位等不同精度。另外，在遥测遥控系统、仪表、图像信号的数字化接口等中，也都使用均匀量化器。但在语音信号数字化通信（或叫数字电话通信）中，均匀量化则有一个明显的不足：量化噪比随信号电平的减小而下降。第58页，共147页，2023年，2月20日，星期日小，信号大时

均匀量化实现简单，但是有不足，就是不管信号幅度大小如何始终不变，这导致信号小时变化，其实际中常采用非均匀量化，大信号取间隔大，小信趋于定值。号取间隔小，使得均匀量化存在的问题第59页，共147页，2023年，2月20日，星期日2、非均匀量化基本思想是根据信号的不同区间来确定量化间隔，目的是改善弱信号时的量化信噪比。压缩器的入出关系表示为y=lnx，再对y均匀量化，收后再扩张。但是当x=0时,y无意义，需修正，因此引出A律和µ律压缩对数压缩特性实现非均匀量化的方法之一是把输入量化器的信号x先进行压缩处理，再把压缩的信号y进行均匀量化。所谓压缩器就是一个非线性变换电路，微弱的信号被放大，强的信号被压缩。第60页，共147页，2023年，2月20日，星期日（1）对数压缩特性（线性）（对数）1)A律压缩：中国和欧洲采用其中A=87.62）µ律压缩：日本和北美采用式中,x为归一化输入，y为归一化输出。归一化是指信号电压与信号最大电压之比，所以归一化的最大值为1。第61页，共147页，2023年，2月20日，星期日图6-19对数压缩特性

(a)μ律；(b)A律第62页，共147页，2023年，2月20日，星期日由图可见，μ=0时，压缩特性是一条通过原点的直线，故没有压缩效果，小信号性能得不到改善；μ值越大压缩效果越明显，一般当μ=100时，压缩效果就比较理想了。在国际标准中取μ=255。另外，需要指出的是μ律压缩特性曲线是以原点奇对称的，图中只画出了正向部分。

第63页，共147页，2023年，2月20日，星期日对数压缩非均匀量化问题动态范围内量化信噪比指标好。但对数特性的电路实现困难。实际中利用数字电路形成许多折线来近似对数特性。第64页，共147页，2023年，2月20日，星期日在实际中常采用的方法有两种：一种是采用13折线近似A律压缩特性，另一种是采用15折线近似μ律压缩特性。A律13折线主要用于英、法、德等欧洲各国的PCM30/32路基群中，我国的PCM30/32路基群也采用A律13折线压缩特性。μ律15折线主要用于美国、加拿大和日本等国的PCM24路基群中。CCITT建议G.711规定上述两种折线近似压缩律为国际标准，且在国际间数字系统相互连接时，要以A律为标准。因此这里重点介绍A律13折线。第65页，共147页，2023年，2月20日，星期日A律13折线的形成

A律13折线的产生是从不均匀量化的基点出发，设法用13段折线逼近A=87.6的A律压缩特性。具体方法是：把输入x轴和输出y轴用两种不同的方法划分。第66页，共147页，2023年，2月20日，星期日（2）折线近似法1）A律13折线近似先对x轴上的输入信号归一化取值范围，按1／2递减规律分为8段，分段点依次为1／2、1／4、1／8、1／16、1／32、1／64、1／128，再把y轴上输出的归一化取值范围均匀地分成8段，即每段长为1／8，然后把x轴和y轴的相应分段线的交点连接起来，共得到8段斜线。负向8段斜线按同样方法得到。按照斜率不同，可看作13折线每一段再均匀分为16个量化级，共256个量化级，只需要8位编码就可以表示。第67页，共147页，2023年，2月20日，星期日13折线与A律对数特性的逼近程度：

比较：两种小信号时斜率A律：

13折线1、2段：

其它段也基本相同——很逼近。2）µ律15折线-类似第68页，共147页，2023年，2月20日，星期日表7-2A=87.6与13折线压缩特性的比较y01x01按折线分段时的x01段落

1

2

3

4

5

6

7

8斜率16168421第69页，共147页，2023年，2月20日，星期日A律13折线近似非均匀量化小结折线近似非均匀量化方法易于用数字电路实现。与均匀量化相比，保证小信号相同质量下所需量化电平数少，相应编码位数少。是中国、欧洲PCM系统常用的量化方法。第70页，共147页，2023年，2月20日，星期日

7.5编码和译码把量化后的信号电平值变换成二进制码组的过程称为编码，其逆过程称为解码或译码。模拟信息源输出的模拟信号m(t)经抽样和量化后得到的输出脉冲序列是一个M进制（一般常用128或256）的多电平数字信号，如果直接传输的话，抗噪声性能很差，因此还要经过编码器转换成二进制数字信号(PCM信号)后，再经数字信道传输。在接收端，二进制码组经过译码器还原为M进制的量化信号，再经低通滤波器恢复原模拟基带信号，完成这一系列过程的系统就是图7-20所示的脉冲编码调制（PCM）系统。其中，量化与编码的组合称为模/数变换器(A/D变换器)；译码与低通滤波的组合称为数/模变换器(D/A变换器)。第71页，共147页，2023年，2月20日，星期日图7－20PCM系统原理框图第72页，共147页，2023年，2月20日，星期日§

7.5编码一、概念：1.编码：把量化后的信号变换成二进制代码的过程。2.译码：由代码重建量化信号的过程。第73页，共147页，2023年，2月20日，星期日二、编码实现

1、码型选择：自然二进制码折叠二进制码小信号时折叠二进制码误差小自然码误差大大信号时自然码误差小折叠二进制码误差大样值脉冲极性格雷二进制自然二进码折叠二进码量化级序号正极性部分10001001101110101110111111011100111111101101110010111010100110001111111011011100101110101001100015141312111098负极性部分01000101011101100010001100010000011101100101010000110010000100000000000100100011010001010110011176543210第74页，共147页，2023年，2月20日，星期日折叠二进码是一种符号幅度码。左边第一位表示信号的极性，信号为正用“1”表示，信号为负用“0”表示；第二位至最后一位表示信号的幅度。由于正、负绝对值相同时，折叠码的上半部分与下半部分相对零电平对称折叠，故名折叠码。其幅度码从小到大按自然二进码规则编码。第75页，共147页，2023年，2月20日，星期日与自然二进码相比，折叠二进码的一个优点是，对于语音这样的双极性信号，只要绝对值相同，则可以采用单极性编码的方法，使编码过程大大简化。另一个优点是，在传输过程中出现误码，对小信号影响较小。例如由大信号的1111误为0111，从表7-4可见，自然二进码由15错到7，误差为8个量化级，而对于折叠二进码，误差为15个量化级。显见，大信号时误码对折叠二进码影响很大。如果误码发生在由小信号的1000误为0000，这时情况就大不相同了，对于自然二进码误差还是8个量化级，而对于折叠二进码误差却只有1个量化级。第76页，共147页，2023年，2月20日，星期日2.码位安排极性码段落码段内码

C1C2C3C4C5C6C7C8

>0，“1”<0，“0”段落序号段落码C2c3c4876543211

11110101100011010001000电平序号段内码电平序号段内码c5c6c7c8c5c6c7c815141312111098111111101101110010111010100110007654321001110110011001010011001000010000

在13折线编码中，普遍采用8位二进制码，对应有M=28=256个量化级，即正、负输入幅度范围内各有128个量化级。这需要将13折线中的每个折线段再均匀划分16个量化级，由于每个段落长度不均匀，因此正或负输入的8个段落被划分成8×16=128个不均匀的量化级。按折叠二进码的码型，这8位码的安排如下：第77页，共147页，2023年，2月20日，星期日如果以非均匀量化时的最小量化间隔Δ=1/2048作为输入x轴的单位，那么各段的起点电平分别是0、16、32、64、128、256、512、1024个量化单位。表7-7列出了A律13折线每一量化段的起始电平Ii、量化间隔Δi及各位幅度码的权值（对应电平）。由此表可知，第i段的段内码C5C6C7C8的权值（对应电平）分别如下：C5的权值:8Δi；C6的权值:C5+4ΔiC7的权值:C6+2Δi；C8的权值:C7+Δi第78页，共147页，2023年，2月20日，星期日第79页，共147页，2023年，2月20日，星期日

3.编码原理实现编码的具体方法和电路很多，如有低速编码和高速编码、线性编码和非线性编码；逐次比较型、级联型和混合型编码器。这里只讨论目前常用的逐次比较型编码器原理。编码器的任务是根据输入的样值脉冲编出相应的8位二进制代码。除第一位极性码外，其他7位二进制代码是通过类似天平称重物的过程来逐次比较确定的。这种编码器就是PCM通信中常用的逐次比较型编码器。逐次比较型编码的原理与天平称重物的方法相类似，样值脉冲信号相当被测物，标准电平相当天平的砝码。预先规定好的一些作为比较用的标准电流(或电压)，称为权值电流，用符号IW表示。IW的个数与编码位数有关。第80页，共147页，2023年，2月20日，星期日3.编码方法——逐次比较法原理图：图7–25逐次比较法原理框图第81页，共147页，2023年，2月20日，星期日当样值脉冲Is到来后，用逐步逼近的方法有规律地用各标准电流IW去和样值脉冲比较，每比较一次出一位码。当Is＞IW时，出“1”码，反之出“0”码，直到IW和抽样值Is逼近为止，完成对输入样值的非线性量化和编码。实现A律13折线压扩特性的逐次比较型编码器的原理框图如图7-25所示，它由整流器、极性判决、保持电路、比较器及本地译码电路等组成。极性判决电路用来确定信号的极性。输入PAM信号是双极性信号，其样值为正时，在位脉冲到来时刻出“1”码；样值为负时，出“0”码；同时将该信号经过全波整流变为单极性信号。第82页，共147页，2023年，2月20日，星期日

比较器是编码器的核心。它的作用是通过比较样值电流Is和标准电流IW，从而对输入信号抽样值实现非线性量化和编码。每比较一次输出一位二进制代码，且当Is＞IW时，出“1”码,反之出“0”码。由于在13折线法中用7位二进制代码来代表段落码和段内码，所以对一个输入信号的抽样值需要进行7次比较。每次所需的标准电流IW均由本地译码电路提供。

本地译码电路包括记忆电路、7／11变换电路和恒流源。记忆电路用来寄存二进制代码，因除第一次比较外，其余各次比较都要依据前几次比较的结果来确定标准电流IW值。因此，7位码组中的前6位状态均应由记忆电路寄存下来。第83页，共147页，2023年，2月20日，星期日恒流源用来产生各种标准电流IW。在恒流源中有数个基本的权值电流支路，其个数与量化级数有关。按A律13折线编出的7位码，需要11个基本的权值电流支路，每个支路都有一个控制开关。每次应该哪个开关接通形成比较用的标准电流IW，由前面的比较结果经变换后得到的控制信号来控制。

7／11变换电路就是前面非均匀量化中谈到的数字压缩器。由于按A律13折线只编7位码，加至记忆电路的码也只有7位，而线性解码电路（恒流源）需要11个基本的权值电流支路，这就要求有11个控制脉冲对其控制。因此，需通过7／11逻辑变换电路将7位非线性码转换成11位线性码，其实质就是完成非线性和线性之间的变换。第84页，共147页，2023年，2月20日，星期日

保持电路的作用是在整个比较过程中保持输入信号的幅度不变。由于逐次比较型编码器编7位码(极性码除外)需要在一个抽样周期Ts以内完成Is与IW的7次比较，在整个比较过程中都应保持输入信号的幅度不变，因此要求将样值脉冲展宽并保持。这在实际中要用平顶抽样，通常由抽样保持电路实现。附带指出，原理上讲模拟信号数字化的过程是抽样、量化以后才进行编码。但实际上量化是在编码过程中完成的，也就是说，编码器本身包含了量化和编码的两个功能。下面我们通过一个例子来说明编码过程。第85页，共147页，2023年，2月20日，星期日例:设输入信号抽样值Is=+1260Δ（Δ为一个量化单位，表示输入信号归一化值的1/2048），采用逐次比较型编码器,按A律13折线编成8位码C1C2C3C4C5C6C7C8。解:编码过程如下：（1）确定极性码C1：由于输入信号抽样值Is为正，故极性码C1=1。

（2）确定段落码C2C3C4：参看段落表，段落码C2是用来表示输入信号抽样值Is处于13折线8个段落中的前四段还是后四段，故确定C2的标准电流应选为

IW=128Δ第86页，共147页，2023年，2月20日，星期日C3是用来进一步确定Is处于5~6段还是7~8段，故确定C3的标准电流应选为

IW=512Δ第二次比较结果为Is＞IW，故C3=1，说明Is处于7~8段。同理，确定C4的标准电流应选为IW=1024Δ第三次比较结果为Is＞IW，所以C4=1，说明Is处于第8段。

经过以上三次比较得段落码C2C3C4为“111”，Is处于第8段，起始电平为1024Δ。第87页，共147页，2023年，2月20日，星期日（3）确定段内码C5C6C7C8：IW=段落起始电平+8×(量化间隔)=1024+8×64=1536Δ

第四次比较结果为Is＜IW，故C5=0，可知Is处于前8级（0~7量化间隔）。段内码是在已知输入信号抽样值Is所处段落的基础上，进一步表示Is在该段落的哪一量化级（量化间隔）。第8段的16个量化间隔均为64Δ，故确定C5的标准电流应选为第88页，共147页，2023年，2月20日，星期日同理，确定C6的标准电流为IW=1024+4×64=1280Δ第五次比较结果为Is<IW，故C6=0，表示Is处于前4级（0~3量化间隔）。

确定C7的标准电流为IW=1024+2×64=1152Δ第六次比较结果为Is＞IW，故C7=1，表示Is处于2~3量化间隔。最后，确定C8的标准电流为IW=1024+3×64=1216Δ第七次比较结果为Is＞IW，故C8=1，表示Is处于序号为3的量化间隔。第89页，共147页，2023年，2月20日，星期日由以上过程可知，非均匀量化（压缩及均匀量化）和编码实际上是通过非线性编码一次实现的。经过以上七次比较，对于模拟抽样值+1260Δ，编出的PCM码组为11110011（称作非线性码）。它表示输入信号抽样值Is处于第8段序号为3的量化级，其量化电平为1216Δ+32Δ=1248Δ，故量化误差等于12Δ。编码结果及误差

编码时，非线性码与线性码间的关系是7/11变换关系，如上例中除极性码外的7位非线性码1110011，相对应的11位线性码为10011100000第90页，共147页，2023年，2月20日，星期日举例：采用13折线A律编译码电路，设接收端收到的码组为01010011，最小量化单位为1个单位，且段内码为折叠二进制码：1）试问译码器输出为多少量化电平？2）写出对应该7位码（极性码除外）的均匀量化11位码。解：C2C3C4为“101”，抽样值在第6段，起始电平为256，C5C6C7C8为“0011”表示在段内第4个小段，起始电平为256＋16×4＝320个量化单位，量化电平为(320＋336)/2=328第91页，共147页，2023年，2月20日，星期日三、脉冲编码调制（PCM）抽样量化编码m(t)A/D译码低通滤波msq(t)D/A信道msq(t)mo(t)ms(t)干扰1.PCM通信系统构成：第92页，共147页，2023年，2月20日，星期日2.

PCM信号的码元速率和带宽1)PCM码流速率计算以数字电话为例，对0.3~3.4KHz模拟语音进行数字化，256级量化（A律13折线非均匀）

均匀量化时N=12，该速率为一路数字电话速率（标准速率，即G.711）,也称一个话路。

R=fsN=fslog2M（单路ＰＣＭ信号，Ｍ为量化电平数,Ｎ为编码位数）N=8，第93页，共147页，2023年，2月20日，星期日（2）带宽：传输PCM信号所需的最小带宽。抽样速率的最小值fs=2fH，这时码元传输速率为fb=2fH·N，按照第5章数字基带传输系统中分析的结论，在无码间串扰和采用理想低通传输特性的情况下，所需最小传输带宽为：以常用的N=8，fs=8kHz为例，实际应用的B=N·fs=64kHz，显然比直接传输语音信号m(t)的带宽（4kHz）要大得多。第94页，共147页，2023年，2月20日，星期日3.PCM系统的抗噪性能

mo(t)=m(t)+nq(t)+ne(t)为输出信号，为量化噪声，信道加性噪声(也称为误码噪声)系统输出端总信噪比定义：LPF输出：第95页，共147页，2023年，2月20日，星期日1）只考虑量化噪声时的系统性能因为PCM系统最小带宽B=NfH结论1：PCM系统的量化信噪比通常用量化器的量化信噪比决定第96页，共147页，2023年，2月20日，星期日2）只考虑信道加性噪声的影响时

结论2：由误码引出的PCM系统信噪比与误码率成反比。第97页，共147页，2023年，2月20日，星期日3）总信噪比ii）小信噪比时，很大，以加性噪声为主。实际中，很容易实现故PCM抗噪声性能按结论3：PCM系统抗噪性能通常用量化器的量化信噪比决定。讨论：很小，以量化噪声为主i)大信噪比时，第98页，共147页，2023年，2月20日，星期日理解PCM系统的抗噪性能

因为PCM系统最小带宽B=NfH

PCM系统输出端的量化信噪比与系统带宽B成指数关系，充分体现了数字系统质量的优良，B增大则信噪比快速变大。第99页，共147页，2023年，2月20日，星期日增量调制简称ΔM或DM，它是继PCM后出现的又一种模拟信号数字传输的方法，可以看成是DPCM的一个重要特例。其目的在于简化语音编码方法。ΔM与PCM虽然都是用二进制代码去表示模拟信号的编码方式。但是，在PCM中，代码表示样值本身的大小，所需码位数较多，从而导致编译码设备复杂；而在ΔM中，它只用一位编码表示相邻样值的相对大小，从而反映出抽样时刻波形的变化趋势，与样值本身的大小无关。ΔM与PCM编码方式相比具有编译码设备简单，低比特率时的量化信噪比高，抗误码特性好等优点。在军事和工业部门的专用通信网和卫星通信中得到了广泛应用，近年来在高速超大规模集成电路中用作A/D转换器。本节将详细论述增量调制原理，并介绍几种改进型增量调制方式。§

7.6增量调制（ΔM）第100页，共147页，2023年，2月20日，星期日一、与PCM区别

PCM码表示样值大小，N位码，ΔM代码表示相邻样值的关系，一位码。二、ΔM基本原理

1.编码：第101页，共147页，2023年，2月20日，星期日

1.编译码的基本思想不难想到，一个语音信号，如果抽样速率很高（远大于奈奎斯特速率），抽样间隔很小，那么相邻样点之间的幅度变化不会很大，相邻抽样值的相对大小（差值）同样能反映模拟信号的变化规律。若将这些差值编码传输，同样可传输模拟信号所含的信息。此差值又称“增量”，其值可正可负。这种用差值编码进行通信的方式，就称为“增量调制”（DeltaModulation），缩写为DM或ΔM。为了说明这个概念，我们来看图7-28。图中，m(t)代表时间连续变化的模拟信号，我们可以用一个时间间隔为Δt，相邻幅度差为+σ或-σ的阶梯波形m′(t)来逼近它。只要Δt足够小，即抽样速率fs=1/Δt足够高，且σ足够小，则阶梯波m′(t)可近似代替m(t)。其中，σ为量化台阶，Δt=Ts为抽样间隔。第102页，共147页，2023年，2月20日，星期日ΔM波形示意eq(ti)=m(ti-)-m’(ti-)＞0eq(ti)=m(ti-)-m’(ti-)＜0输出1，上升一个台阶s输出0，下降一个台阶s

第103页，共147页，2023年，2月20日，星期日阶梯波m′(t)有两个特点：第一，在每个Δt间隔内，m′(t)的幅值不变;第二，相邻间隔的幅值差不是+σ（上升一个量化阶），就是-σ（下降一个量化阶）。利用这两个特点，用“1”码和“0”码分别代表m′(t)上升或下降一个量化阶σ，则m′(t)就被一个二进制序列表征。于是，该序列也相当表征了模拟信号m(t)，实现了模/数转换。除了用阶梯波m′(t)近似m(t)外，还可用另一种形式——图中虚线所示的斜变波m1(t)来近似m(t)。斜变波m1(t)也只有两种变化：按斜率σ/Δt上升一个量阶和按斜率-σ/Δt下降一个量阶。用“1”码表示正斜率，用“0”码表示负斜率，同样可以获得二进制序列。由于斜变波m1(t)在电路上更容易实现，实际中常采用它来近似m(t)。第104页，共147页，2023年，2月20日，星期日与编码相对应，译码也有两种形式。一种是收到“1”码上升一个量阶（跳变），收到“0”码下降一个量阶（跳变），这样把二进制代码经过译码后变为m′(t)这样的阶梯波。另一种是收到“1”码后产生一个正斜率电压，在Δt时间内上升一个台阶σ，收到“0”码后产生一个负斜率电压，在Δt时间内下降一个台阶σ，这样把二进制代码经过译码后变为如m1(t)这样的斜变波。考虑到电路上实现的简易程度，一般都采用后一种方法。这种方法可用一个简单的RC积分电路，即可把二进制代码变为m1(t)这样的波形，如图7-29所示。第105页，共147页，2023年，2月20日，星期日2.译码：积分码脉冲LPFm1（t）第106页，共147页，2023年，2月20日，星期日三.简单ΔM系统方框图

从ΔM编、译码的基本思想出发，我们可以组成一个如图7-30所示的简单ΔM系统方框图。发送端编码器是相减器、判决器、积分器及脉冲发生器（极性变换电路）组成的一个闭环反馈电路。其中，相减器的作用是取出差值e(t)，使e(t)=m(t)-m1(t)。判决器也称比较器或数码形成器，它的作用是对差值e(t)的极性进行识别和判决，以便在抽样时刻输出数码（增量码）c(t)，即如果在给定抽样时刻ti上，有

e(ti)=m(ti)-m1(ti)＞0则判决器输出“1”码；如有

e(ti)=m(ti)-m1(ti)＜0第107页，共147页，2023年，2月20日，星期日则输出“0”码。积分器和脉冲产生器组成本地译码器，它的作用是根据c(t)，形成预测信号m1(t)，即c(t)为“1”码时，m1(t)上升一个量阶σ，c(t)为“0”码时，m1(t)下降一个量阶σ，并送到相减器与m(t)进行幅度比较。注意，若用阶梯波m′(t)作为预测信号，则抽样时刻ti应改为t-i，表示ti时刻的前一瞬间，即相当于阶梯波形跃变点的前一瞬间。在t-i时刻，斜变波形与阶梯波形有完全相同的值。

第108页，共147页，2023年，2月20日，星期日

图7–30简单ΔM系统框图之一

第109页，共147页，2023年，2月20日，星期日量化信噪比fs为抽样频率，fk为信号工作频率,fm为低通滤波器截止频率3.量化噪声第110页，共147页，2023年，2月20日，星期日增量调制和PCM相似，在模拟信号的数字化过程中也会带来误差而形成量化噪声。误差nq(t)=m(t)-m′(t)表现为两种形式：一种称为过载量化误差，另一种称为一般量化误差。三、增量调制的过载特性与动态编码范围当输入模拟信号m(t)斜率陡变时，本地译码器输出信号m′(t)跟不上信号m(t)的变化时，m′(t)与m(t)之间的误差明显增大，引起译码后信号的严重失真，这种现象叫过载现象，产生的失真称为过载失真，或称过载噪声。这是在正常工作时必须而且可以避免的噪声。第111页，共147页，2023年，2月20日，星期日

(a)一般量化误差；(b)过载量化误差量化噪声第112页，共147页，2023年，2月20日，星期日设抽样间隔为Δt（抽样速率为fs=1/Δt），则一个量阶σ上的最大斜率K为

K=为了不发生过载，必须增大σ和fs。但σ增大，一般量化误差也大，由于简单增量调制的量阶σ是固定的，因此很难同时满足两方面的要求。

增量调制的过载特性它被称为译码器的最大跟踪斜率。显然，当译码器的最大跟踪斜率大于或等于模拟信号m(t)的最大变化斜率时，即第113页，共147页，2023年，2月20日，星期日在正常通信中，不希望发生过载现象，这实际上是对输入信号的一个限制。现以正弦信号为例来说明。

增量调制的过载特性（续）不过，提高fs对减小一般量化误差和减小过载噪声都有利。因此，ΔM系统中的抽样速率要比PCM系统中的抽样速率高的多。ΔM系统抽样速率的典型值为16kHz或32kHz，相应单话路编码比特率为16kb/s或32kb/s。设输入模拟信号为m(t)=Asinωkt，其斜率为=Aωkcosωkt可见，斜率的最大值为Aωk。第114页，共147页，2023年，2月20日，星期日四、PCM与ΔM系统的比较1.抽样速率PCM系统中的抽样速率fs是根据抽样定理来确定的。若信号的最高频率为fm，则fs≥2fm。对语音信号，取fs=8kHz。在ΔM系统中传输的不是信号本身的样值，而是信号的增量（即斜率），因此其抽样速率fs不能根据抽样定理来确定。由于ΔM的抽样速率与最大跟踪斜率和信噪比有关。在保证不发生过载，达到与PCM系统相同的信噪比时，M的抽样速率远远高于奈奎斯特速率。

PCM和ΔM都是模拟信号数字化的基本方法。但PCM是对样值本身编码，ΔM是对相邻样值的差值的极性（符号）编码。这是ΔM与PCM的本质区别。

第115页，共147页，2023年，2月20日，星期日ΔM系统在每一次抽样时，只传送一位代码，因此ΔM系统的数码率为Rb=fs，要求的最小带宽为

BΔM=fs

实际应用时,BΔM=fs

而PCM系统的数码率为Rb=Nfs。在同样的语音质量要求下，PCM系统的数码率为64kHz，因而要求最小信道带宽为32kHz。

2.带宽而采用ΔM系统时，速率采用32kHz或16kHz时，语音质量不如PCM。第116页，共147页，2023年，2月20日，星期日不同N值的PCM与ΔM的性能比较曲线

可见若PCM系统的编码位数N＜4（码率较低）时，ΔM的量化信噪比高于PCM系统。

3.量化信噪比

第117页，共147页，2023年，2月20日，星期日

4.信道误码的影响在ΔM系统中，每一个误码代表造成一个量阶的误差，所以它对误码不太敏感。故对误码率的要求较低，一般在10-3~10-4。

PCM的每一个误码会造成较大的误差，尤其高位码元，错一位可造成许多量阶的误差(例如，最高位的错码表示2N-1个量阶的误差)。所以误码对PCM系统的影响要比ΔM系统严重些，故对误码率的要求较高，一般为10-5~10-6。由此可见，ΔM允许用于误码率较高的信道条件，这是ΔM与PCM不同的一个重要条件。第118页，共147页，2023年，2月20日，星期日

5.设备复杂度在传输语音信号时，ΔM话音清晰度和自然度方面都不如PCM。因此目前在通用多路系统中很少用或不用ΔM。ΔM一般用在通信容量小和质量要求不十分高的场合以及军事通信和一些特殊通信中。

PCM系统的特点是多路信号统一编码，一般采用8位（对语音信号），编码设备复杂，但质量较好。PCM一般用于大容量的干线（多路）通信。

ΔM系统的特点是单路信号独用一个编码器，设备简单，单路应用时，不需要收发同步设备。但在多路应用时，每路独用一套编译码器，所以路数增多时设备成倍增加。第119页，共147页，2023年，2月20日，星期日§7.7自适应差分脉冲编码调制(ADPCM）

64kb/s的A律或μ律的对数压扩PCM编码已经在大容量的光纤通信系统和数字微波系统中得到了广泛的应用。但PCM信号占用频带要比模拟通信系统中的一个标准话路带宽（3.1kHz）宽很多倍，这样，对于大容量的长途传输系统，采用PCM的经济性能很难与模拟通信相比。

以较低的速率获得高质量编码，一直是语音编码追求的目标。通常，人们把话路速率低于64kb/s的语音编码方法，称为语音压缩编码技术。第120页，共147页，2023年，2月20日，星期日语音压缩编码方法很多，其中，自适应差分脉冲编码调制是语音压缩中复杂度较低的一种编码方法，它可在32kb/s的比特率上达到64kb/s的PCM数字电话质量。近年来，ADPCM已成为长途传输中一种新型的国际通用的语音编码方法(G.721)。ADPCM

ADPCM是在差分脉冲编码调制（DPCM）的基础上发展起来的，为此，下面先介绍DPCM的编码原理与系统框图。第121页，共147页，2023年，2月20日，星期日DPCM系统原理框图第122页，共147页，2023年，2月20日，星期日§7.8其它的音频信号编码方法针对不同质量音频，有不同的编码标准，分为波形编码、参量编码与混合编码。其中，波形编码和参量编码是两种基本类型。

波形编码是将时间域信号直接变换为数字代码，力图使重建语音波形保持原语音信号的波形形状。波形编码的基本原理是在时间轴上对模拟语音按一定的速率抽样，然后将幅度样本分层量化，并用代码表示。解码是其反过程，将收到的数字序列经过解码和滤波恢复成模拟信号。它具有适应能力强、语音质量好等优点，但所用的编码速率高，在对信号带宽要求不太严格的通信中得到应用，而对频率资源相对紧张的移动通信来说，这种编码方式显然不合适。脉冲编码调制（PCM）和增量调制（△M），以及它们的各种改进型自适应增量调制（A△M），自适应差分编码（ADPCM）等，都属于波形编码技术。它们分别在64以及16Kbit/s的速率上，能给出高的编码质量，当速率进一步下降时，其性能会下降较快。

第123页，共147页，2023年，2月20日，星期日其它的音频信号编码方法（续）

与波形编码不同，参量编码又称为声源编码，是将信源信号在频率域或其它正交变换域提取特征参量，并将其变换成数字代码进行传输。解码为其反过程，将收到的数字序列经变换恢复特征参量，再根据特征参量重建语音信号。具体说，参量编码是通过对语音信号特征参数的提取和编码，力图使重建语音信号具有尽可能高的可靠性，即保持原语音的语意，但重建信号的波形同原语音信号的波形可能会有相当大的差别。这种编码技术可实现低速率语音编码，比特率可压缩到2Kbit/s-4.8Kbit/s，甚至更低，但语音质量只能达到中等，特别是自然度较低，连熟人都不一定能听出讲话人是谁。线性预测编码（LPC）及其它各种改进型都属于参量编码。

第124页，共147页，2023年，2月20日，星期日其它的音频信号编码方法（续）计算机的发展为语音编码技术的研究提供了强有力的工具，大规模、超大规模集成电路的出现，则为语音编码的实现提供了基础。80年代以来，语音编码技术有了实质性的进展，产生了新一代的编码算法，这就是混合编码。它将波形编码和参量编码组合起来，克服了原有波形编码和参量编码的弱点，结合各自的长处，力图保持波形编码的高质量和参量编码的低速率，在4-16Kbit/s速率上能够得到高质量的合成语音。多脉冲激励线性预测编码（MPLPC），规则脉冲激励线性预测编码（RPELPC），码本激励线性预测编码（CELP）等都是属于混合编码技术。很显然，混合编码是适合于数字移动通信的语音编码技术。

第125页，共147页，2023年，2月20日，星期日各种语音编码方法比较编码方法传输速率（kb/s)最小基带带宽（kHz)质量PCMADPCMSBC+ADPCM△MSBC(子带）RPE/LTP(规则脉冲激励）LD-CELP(低延迟码激励）MPE/LPC(多脉冲）CELP(码本激励）LPC(线性预测）LPC+VQ(矢量量化）6432643216161684.82.41.23216321688842.41.20.6长途电话质量长途电话质量广播质量通信质量通信质量通信质量接近长途质量通信质量通信质量合成质量合成质量第126页，共147页，2023年，2月20日，星期日电话质量的音频（0.3--3.4K

kHz

）G728，LD-CELP16kb/s，GSM，RPE/LTP，13kb/s，（欧洲移动）GTIA，VSELP，8kb/s（美国移动）NSA，CELP，4.8kb/sNSA，LPC，2.4kb/s第127页，共147页，2023年，2月20日，星期日调幅广播质量的音频50Hz-7kHz

采样率16KHz

，14bit量化，PCM码率224Kb/s,采用G.722（子带）标准可压缩到64Kb/s，适于ISDN的B信道，传输高质量语音。第128页，共147页，2023年，2月20日，星期日高保真立体声音频压缩标准即CD音质音频20Hz--20KHz采样率44.1kHz