新型模块化多电平变流器的控制策略研究-(完整版)实用资料

新型模块化多电平变流器的控制策略研究-（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑完整版实用资料，欢迎下载）

基金项目:台达电力电子科教发展基金(DERO2007009定稿日期:2021-08-20新型模块化多电平变流器的控制策略研究-（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑完整版实用资料，欢迎下载）作者简介:刘钟淇(1981-,女,黑龙江佳木斯人,博士生,研究方向为大功率变流器和轻型直流输电系统。1引言近年来,风能、太阳能等可再生能源发电已成为电力系统的发展方向。轻型直流输电系统(VSC-HVDC由于经济、灵活、高可控性的输电方式,可将这些小型的分散电源通过经济、环保的方式接入交流电网。VSC-HVDC对电压源变流器的容量和电压等级提出了极高要求。模块化多电平变流器(MMC具备级联式变流器的特点,容易实现多电平数目和模块化设计,并能实现直流侧的背靠背连接,是一种十分适用于VSC-HVDC的多电平拓扑结构[1-3]。但是MMC变流器的技术出现较晚,目前在国内外均缺乏实际的研究和应用,西门子公司的TransBay工程也计划2021年3月才能投运,相关技术正在研究之中。通过建立MMC的系统模型,对MMC的装置级控制和系统级控制分别进行了研究。利用仿真软件PSCAD/EMTDC对提出的控制策略进行了仿真验证。2MMC的运行原理及装置模型三相MMC系统结构如图1所示。每相MMC上下桥臂各包含n个模块。图2示出一个模块的结构。当开关VSp和VSn动作时,相当于将一个直流电源从桥臂中投入或切除。模块电容电压通过后续的平衡控制,可认为是电压大小为Udc的电压源。不同开关状态对应的模块输出电压Uo及相应的电容充、放电状态如表1所示。图2MMC一个模块的结构图表1不同开关状态对应的输出电压和电容状态通过控制开关VSp和VSn,可使模块输出电压新型模块化多电平变流器的控制策略研究刘钟淇,宋强,刘文华(清华大学,北京100084摘要:针对轻型直流输电系统(VSC-HVDC的应用,基于新型的模块化多电平变流器(ModularMultilevelConverter,简称MMC结构,建立了MMC变流器系统的电磁暂态模型,分别研究了MMC变流器的装置级控制和系统级控制。其中装置级控制实现了对MMC变流器的多电平空间矢量脉宽调制(SVPWM控制和直流侧电容电压平衡控制;系统级控制利用基于反馈线性化的非线性控制器,实现了对系统有功功率和无功功率的解耦控制。通过仿真软件PSCAD/EMTDC对所述控制方法进行了验证,仿真结果证实了控制方式的可行性。关键词:变流器;脉宽调制/多电平;空间矢量;直流电压平衡;反馈线性化中图分类号:TM46文献标识码:A文章编号:1000-100X(202110-0005-03ResearchonControlofthenovelModularMultilevelConvertersLIUZhong-qi,SONGQiang,LIUWen-hua(TsinghuaUniversity,Beijing100084,ChinaAbstract:Basedonthetopologyofanovelmodularmultilevelconverter(MMCforVSC-HVDCsystem,theelectromag-netictransientmodeloftheMMCsystemisestablished.Thenthecontrolsondevice-levelandsystem-levelareintroduced.Forthedevice-levelcontrol,themultilevelspace-vectorpulsewidthmodulation(SVPWMisused,andthebalancecontrolfortheDCvoltagesofmodulesisproposed.Forthesystem-levelcontrol,withthedesignednonlinearcontrollerbasedonthetheoryoffeedbacklinearization,theindependentcontroloftheactivepowerandreactivepowerisrealized.BymeansofsimulationsoftwarePSCAD/EMTDC,theproposedmodelandcontrolmethodareverified.Keywords:converter;pulsewidthmodulation/multilevel;space-vector;DCvoltagebalancing;feedbacklinearizationFoundationProject:SupportedbyDeltaScience&TechnologyEducationalDevelopmentProgram(No.DERO2007009模式imVSpVSnUodUdc/dt1>0offoffUdc>02onoffUdc>03offon004<0offoff005onoffUdc<06offon5电力电子技术PowerElectronicsVol.43No.10October,2021第43卷第10期2021年10月在零和Udc之间变化。根据开关动作时不同的桥臂电流方向,可以对模块中的电容进行充电或放电。以a相为例,对一相MMC建模:ua=12ni=1Σ(SaniUdcani-SapiUdcapi-12Lsdiadt(1直流侧模型:Ud=ni=1Σ(SaniUdcani+SapiUdcapi+Lsd(iap+ian(2由于MMC的输出电流和桥臂电流均连续且变化率较小,为便于控制,忽略式(1,(2中的第二项,引起的误差则可通过后续的闭环控制加以纠正。这样得到一相MMC的交流侧和直流侧模型分别为:ua=12ni=1Σ(SaniUdcani-SapiUdcapiUd=ni=1Σ(SaniUdcani+SapiUdcapiΣΣΣΣΣΣΣ(3由式(3可以看出,MMC的交流侧和直流侧是可以独立控制的。3MMC的装置级控制研究3.1MMC的空间矢量脉宽调制(SVPWM控制SVPWM控制具有数字实现简单快速的特点,但涉及电平数目较多时,算法复杂度也随之增加。文献[4]提出一种多电平SVPWM参考电压分解的方法,如图3a所示。电压参考矢量Uref分解成偏移矢量UN和两电平矢量UTW,因此多电平的SVPWM算法问题简化成二电平的SVPWM算法问题。该算法简单、快速并且对任何电平数都通用。此处即采用这种基于矢量分解的SVPWM控制方法。同时为了降低开关频率,对每个控制周期的开关状态采用“三段式”排序,如图3b所示。图3参考电压矢量分解图及三相开关状态三段式排序3.2模块电容电压平衡控制策略在每个控制周期Ts内,Uref可以通过多电平SVPWM算法计算出该相桥臂的开关输出状态总和S,该相上下桥臂的开关模块数也因此确定。对于同一个相开关输出状态S可以存在不同的开关组合,因此可根据模块电容电压排序及桥臂电流方向来判断各个模块的投切状态。对于每相上下桥臂各有n个模块的MMC而言,为避免相间环流及各模块电容电压的大幅波动,每个时刻各相投入的总模块数Ns应该是相同且保持不变的,即:Nsa=Nsb=Nsc=const(4由式(3,(4可以看出,当下桥臂投入一个模块时,为了保证该相总投入模块数不变,上桥臂必须同时切除一个模块。因此对于每相有2n个模块的MMC而言,其输出电平数为n+1。电容电压平衡的控制周期应该为SVPWM控制周期的整数倍。设a相上下桥臂各有n个模块,计算出第ns个控制周期内a相下桥臂需要开通的nap个模块。如果a相下桥臂电流iap>0,则将下桥臂中的模块按照模块电容电压由小到大进行排序,然后给前nap个模块开通信号,这样电容电压最小的nap个模块便得以充电。如果iap<0,则将下桥臂中的模块按照模块电容电压由大到小进行排序,给前nap个模块开通信号,这样电容电压最大的nap个模块便得以放电。无论iap方向和电压排序方式如何,下桥臂前nap-1个模块在一个控制周期内是一直投入的,第nap个模块的控制信号为“三段式”SVPWM控制脉冲,如图3b所示。通过这种控制策略可以保证对模块电容电压的连续平衡控制。4MMC的系统级控制研究4.1系统电磁暂态模型的建立MMC的系统结构图如图4所示,其交流侧输出通过线路阻抗连接交流电网,其直流侧通过线路阻抗连接直流源。图4MMC系统结构图三相交流系统线路参数对称,因此得到系统状态方程:ddtiaibicΣΣΣΣΣΣΣΣ=-R/L000-R/L000-R/ΣΣΣΣΣΣΣΣLiaibicΣΣΣΣΣΣΣΣ+(Ea-ua/L(Eb-ub/L(Ec-uc/ΣΣΣΣΣΣΣΣL(5对式(5采用等量Park变换,变换矩阵为:Cabc/dq=23·cosωt-π2ΣΣcosωt-π2-ΣΣAcosωt-π2+ΣΣA-sinωt-πΣΣ-sinωt-π-ΣΣA-sinωt-π+ΣΣAΣΣΣΣΣΣΣΣΣΣ(6式中:A=2π/3。经d-q变换后得到的系统模型为:ddtidiq22=-R/Lω-ω-R/22Lidiq22+(Ed-ud/L(Eq-uq/22L(7当d轴与Ea方向重合的时候,Ed=Em(Em为交流电源相电压峰值,Eq=0。若一相MMC上下桥臂各有n个模块,每个模块电容电压通过平衡控制为Udc,则MMC的直流输出电压Ud=nUdc。MMC交流输出相电压的峰值最大值为Ud/2。MMC三相基频输出电压经d-q变换后为:ud=(MUd/2cosδ,uq=(MUd/2sinδ(8式中:M为调制比;δ为调制角。由此得到系统最终的电磁暂态模型为:ddtidiq22=-R/Lω-ω-R/22Lidiq22+Em-(MUd/2cosδL-(MUd/2sinδL2222222222(94.2基于反馈线性化的非线性控制器由式(9可知id与iq是互相耦合的,为了将它们解耦,以便实现后续的有功功率和无功功率独立控制,故采用反馈线性化原理来设计系统的非线性控制器[5]。选择X=[x1x2]T=[idiq]T作为状态向量,U=[u1u2]T=[McosδMsinδ]T作为新的控制向量,Y=[h1(Xh2(X]T=[x1x2]T作为输出向量,式(9改为:X=f(X+g1(Xu1+g2(Xu2=-Rx1L+ωx2+EdL-ωx1-Rx2L2222222222+-Ud2L222222220u1+0-Ud22222222u2(10该系统对于X是非线性的,但对于U是线性的。根据非线性控制理论,计算如下矩阵:B(X=Lg1Lfh1(XLg2Lfh1(XLg1Lfh2(XLg2Lfh2(X22=RUd/(2L2-ωUd/(2LωUd/(2LRUd/(2L222(11由于系统非故障运行时Ud不为零,故矩阵B(X非奇异。根据反馈线性化理论对于快速跟踪问题处理的办法,令v=[v1v2]T=dx1/dtdx2/d22tT,则式(10改写为:U=[u1u2]T=[g1(Xg2(X]-1[f(X-v]=-2LUdv1+RLx1-ωx2-EdL22-2LUdv2+Rx2+ωx1-Eq222222222222(12v1=λ1(idref-id,v2=λ2(iqref-iq(13选择式(13中的两个比例调节器用于调节id和iq,并以此来代替系统中的非线性部分,最终得到系统的非线性控制器:u1u222=-2LUdλ1(idref-id+Rid-ωiq-Ed22-2LUdλ2(iqref-iq+ωid+RLiq-EqL222222222222(14M=u12+u22姨,δ=arctan(u2/u1(15根据式(8,对ud和uq进行反变换即可得到MMC三相输出相电压的参考值。对于三相对称系统,当d轴与Ea方向重合时,交流系统输入的有功功率P与id正相关,输入的无功功率Q与iq正相关。由此得到独立解耦的有功功率和无功功率控制器如图5所示。5系统仿真研究控制策略由仿真软件PSCAD/EMTDC进行验证。系统仿真结构如图4所示。MMC每相由20个模块组成,上下桥臂各有10个。交流侧线路参数为:电源线电压10kV,R=30Ω,L=6mH。直流侧线路参数为:Ed=5kV,RL=1Ω,LL=15mH。限流电抗Ls=1mH。各模块电容参考电压值为1kV。SVPWM调制频率2kHz,电压平衡控制频率为1kHz。系统零状态启动,传输有功功率P=1.5MW,无功功率Q=1Mvar。t=0.3s时P由1.5MW阶跃到2.5MW;在t=0.5s时Q反向,由1Mvar变成-1Mvar。仿真波形如图6所示。由系统仿真波形可以看出,P和Q均可达到参考值,而且可以追踪参考值快速变化,响应时间为20~30ms。P和Q在参考值附近波动,这是由于系统输出电压含有高次谐波以及电容电压平衡过程中的模块电容电压纹波引起的。在暂态过程中三相输出电流均无过流现象。上下桥臂的电容电压变化曲线不同,这是由于上下桥臂开关状态互补造成的。由仿真结果可知,通过平衡控制电容电压,(下转第18页图6仿真波形图5系统有功功率和无功功率控制器电力电子技术PowerElectronicsVol.43No.10October,2021第43卷第10期2021年10月(上接第7页模块电容电压在参考值1kV左右波动,波动范围在±10%以内,表明模块电容电压得到了连续平衡控制。6结论基于新型的模块化多电平变流器结构,建立了其系统数学模型。依据该装置的特性和数学模型,对其装置级控制和系统级控制分别进行了研究。其中装置级实现了多电平SVPWM控制,根据电流方向及电压排序对模块触发脉冲进行重新分配,实现了直流侧电容电压的平衡控制;系统级控制提出了基于反馈线性化的非线性控制器,实现了系统有功功率和无功功率的解耦控制。通过仿真软件PSCAD/EMTDC证实了控制方式的可行性。参考文献[1]LesnicarA,MarquardtR.AnInnovativeModularMultilevelConverterTopologySuitableforaWidePowerRange[A].PowerTechConferenceProceedings,2003[C].IEEEBologna,2003(3:6.[2]GlinkaM.PrototypeofMultiphaseModularMultilevelCon-verterwith2MWPowerRatingand17-level-output-voltage[A].IEEE35thAnnualofPowerElectronicsSpecialistsConference,2004[C].2004(4:2572-2576.[3]AllebrodS,HamerskiR,MarquardtR.NewTransformerless,ScalableModularMultilevelConvertersforHVDC-trans-mission[A].IEEEPowerElectronicsSpecialistsConference,2021[C].2021:174-179.[4]宋强.大容量多电平逆变器的控制方法及其系统设计[D].清华大学,2002.[5]LiuZhongqi,ShaoWenjun,SongQiang,etal.ANovelNon-linearDecoupledControllerForVSC-HVDCSystem[A].PowerandEnergyEngineeringConference,2021[C].Asia-Pacific,27-31March,2021:1-5.式。该方式把两者的偏差作为滞环比较器的输入,通过滞环比较器产生控制主电路中开关器件通断的PWM信号,该PWM信号经驱动电路来控制开关器件的通断,从而控制ic的变化,以得到所期望的补偿效果。根据所提出的控制方法,APF补偿的无功最多仅为TSC单组容量的1/2,亦即最多发出单组容量1/2的感性(过补或容性(欠补无功电流。采用该控制方式,可减小由TSC分组补偿所造成的级差,且不会发生过补偿或欠补偿。APF主要用来承担补偿谐波电流,这样可以大幅度降低APF的容量,减少功率消耗的设备投资。3算例分析用Matlab7.1进行仿真分析,系统电压为380V,负载为六相全控整流桥,脉冲触发相位角为30°,系统a相电压、电流波形如图5a所示。图5a相电压、电流实验波形由图5a可见,电流产生了明显的畸变,且电流滞后电压一个角度,功率因数小于1,为了更清楚地看到这一点,图5b给出了只投入APF补偿谐波电流、不补偿无功电流时的a相电压、电流波形。由图可见,电流、电压波形均得以改善,APF滤除了系统中的各次谐波,但电流仍滞后于电压,功率