LED驱动电路设计课程-第5章

第5章应用同步整流器提高高亮度（HB）LED驱动电路的效率第3章、第4章分别介绍了采用廉价的单芯片DC/DC变换器实现HBLED驱动电路的设计实例。然而由于这些廉价的单芯片DC/DC变换器芯片由于内部开关管采用达林顿形式的复合晶体管连接方式，使得开关管的导通电压不容忽略，最终导致电路的效率只能在70%左右甚至更低。即使采用外接MOSFET改善开关管的导通电压降，使得电路效率可以提高到80%或更高一些。但是续流二极管的导通电压在低电压应用中仍然不容忽略，这是导致驱动单只或两只HBLED的效率低下的另一重要原因。因此，欲将HBLED驱动电路的效率做的更高，必须设法消除因开关管、续流二极管导通电压造成的效率损失。最好的办法就是采用开关电源技术中的同步整流器技术。本章以NCP1034和IRS2540的应用实例讲解应用同步整流器技术实现HBLED驱动电路的实现方法。5.1NCP1034的功能分析5.1.1NCP1034简介NCP1034时一种专为高性能带有同步整流器的降压型DC/DC变换器设计的控制IC，其最高工作电压可达100V。NCP1034驱动一对N沟道MOSFET（相对P沟道MOSFET，N沟道MOSFET具有更优异的性能）。其开关频率从25kHz到500kHz，可以在效率和尺寸方面具有灵活性。其同步性能可以使单只或多只NCP1034同时工作时的开关频率由外同步信号同步。输出最低电压可以达到内部电压基准的1.25V，以适应低输出电压的应用。保护性能包括可设置的欠压锁定和芯片电流限制。NCP1034管脚功能NCP1034管脚功能管脚管脚名称功能说明1℃set电流限制设置端，用一个该管脚到GND之间的电阻设置正或负电流限制阈值。2FB误差放大器的反相输入端。这一点通过输出分压电阻连接到稳压电路的输出，用来设置输出电压并未误差放大器提供反馈。3COMP误差放大器的输出端。通过外接电阻、电容网络从这一管脚到GND一提供网络补偿。4软启动/关闭。该管脚为用户提供可设置的软启动功能。外接电容器连接到该管脚和GND之间，以设置输出电压的软启动时间。可以将该管脚电压拉低到0.3V以下关闭变换器。5SYNC内部振荡器可以用外部时钟通过这个管脚同步，并且其它IC也通过这个管脚同步内部振荡器。如果不用这个功能，可以将这个管脚通过10k电阻接地。6PGND功率地。这个管脚提供了独立的MOSFET驱动器的接地，并且连接到系统的大平面地。7LDRV低边MOSFET驱动器输出NCP1034管脚功能8DRVVCC这个管脚为低边驱动器提供电源旁路，必须用一个不低于0.1μF高频电容器通过这一管脚连接到功率地。9VB这个高边驱动器的管脚必须连接到更高的输入电压，一个不低于0.1μF的高频电容器必须从这个管脚连接到开关节点（半桥中点）。10HDRV高边MOSFET驱动器输出。11VS开关节点。这个管脚连接到高边MOSFET的源极（低边开关管的漏极）。这个管脚是高边驱动器的返回端（公共端）。12VCC这个管脚为IC内各单元提供电源。一个不低于0.1μF的高频电容器连接到这个管脚与地之间。13℃IN过电流检测输入。一个电阻将这个管脚与低边MOSFET漏极相连接，以限制流入这个管脚的电流。14GND内部电压基准和控制电路的信号地。15RT定时电阻管脚。一个电阻连接到这个管脚与地之间来设置振荡器的频率。16UVLO欠压锁定（驱动器的极限电压）管脚。用于设置欠压阈值。NCP1034内部原理框图1．内部电源供给首先看NCP1034的电源供给。芯片的电源供给要有内部基准电源，这个基准电源不仅要为电路提供电压基准，还要为芯片内部电路提供稳定的电源电压。除此之外还要有过、欠电压锁定功能。在NCP1043的欠电压锁定有：芯片电源电压的欠电压锁定和外接欠电压锁定端。芯片电源电压的欠电压锁定是检测芯片电源电压是否欠电压，如果芯片电源电压出现欠电压就会导致输出电平不够，使得MOSFET不能彻底开通而损坏MOSFET。芯片外的欠电压锁定则是检测整个电路的直流母线电压是否过低，以确保电路是否能挤入正常工作状态。从原理框图看到：芯片欠电压锁定和外置欠电压锁定分别用了两个迟滞比较器。当芯片的电源电压超过欠电压锁定阈值后，芯片欠电压锁定输出高电位解锁；外部欠电压锁定的外检测电路检测到的电压超过解锁电压后外部欠电压锁定解锁。只有这两个比较器均输出高电位，后面所接的与门才能输出高电位，输出电源OK信号。这时电路才可以工作。芯片欠电压锁定的解锁电压是8.9V，锁定电压是8.2V，迟滞回环0.7V；外电路解锁电压：1.25V，锁定电压1.15V。2．振荡器与PWMNCP1034的振荡器与其它PWM控制芯片原理基本相同，在NCP1034中仅需要一个外置定时电阻即可，通过改变外置定时电阻来改变开关频率。定时电容则在NCP1034内部实现。PWM的实现与常规的电压型PWM控制芯片基本相同：将振荡器中定时电容器的锯齿波电压送PWM比较器的同相输入端，误差放大器输出信号送PWM比较器的反相输入端。PWM比较器输出就是所需要的脉冲宽度被调制后的脉冲串。用这个脉冲串的上升沿（高电平）将PWM的R-S锁存器输出置低电位。R-S锁存器输出置被低电位就会导致高边输出置低电位，对应的是降压型变换器的开关管关断。

高边输出高电位需要PWM锁存器输出高电位，这个高电位需要振荡器提供复位脉冲实现这就是图5.2中振荡器输出送到PWM锁存器S端和后面或门的振荡器输出复位脉冲。

3．过电流检测

除了用于调整输出电压的误差放大器、PWM比较器外，DC/DC变换器还需要过电流保护，一般的DC/DC变换器的过电流保大多采用“打嗝”控制方式，就是一旦检测到过电流就立即关闭控制器输出，使开关管关闭。经过一个相对比较长的延时后重新恢复控制器输出，如果这时还是过电流则再次关闭开关管，周而复始。NCP1034的过电流保护设置得很特别，它没有电流检测电阻，而是利用了低边的MOSFET导通时电流流过导通电阻（Rds（on））的产生的电压降。由于过电流会导致导通电阻（Rds（on））的产生比较大的电压降。一旦这个电压降超过保护阈值，高电平信号就会导致FAULT信号高电平，使高边驱动输出低电平，关闭高边开关管，消除过电流故障。过电流保护时序图需要注意的是，NCP1034并不是检测开关管的实际电流而是流过低边的作为续流二极管的MOSFET的电流初始值（高边开关管关闭时的电流值）。由于FAULT信号高电平通过一个与门迫使ACON为高电平，这个高电平的ACON会使得为高电位。这个为高电位就会迫使FAULT信号维持高电平。这实际上就是关闭了NCP1034。于是输出电压下降，的高电位时软启动的（）端的20μA充电恒流源关闭，打开放电的1μA恒流源，使得电压下降，当电压下降到0.3V时，电路重新启动，并且是软启动，如果在软启动过程中还有过电流故障，则电路重新进入过电流保护状态，直到过电流故障消除。需要注意的是，如果低边不采用MOSFET作为同步整流器的续流“二极管”时，NCP1034的的过电流保护功能消失。这一点务必要注意。4．高、低边驱动由于采用同步整流器的电路拓扑，起到续流作用的器件就是低边的MOSFET。因此一定不能造成高、低边MOSFET同时道统的状态，即使是暂短的瞬时也是不允许的，这就需要在两个驱动输出脉冲之间设置死区时间，高低边输出脉冲与死区时间的时序对于NCP1034，这个死区时间典型值为60ns。只要MOSFET不是选的过大（实际上是栅极电荷过大），这个死区时间完全可以满足要求。，严格的说这个死区时间是输出驱动脉冲的下降时间tf+另一个输出驱动脉冲的上升时间tr+死区带隙时间，NCP1034的这三个时间分别为17ns+10ns+60ns，测试条件为驱动1.5nF下2V~9V或9V到2V需要的时间。从这一点看，在选择开关管时，一定要注意由于不同的栅极电和所造成的tr、tf能否满足要求。5.1.3NCP1034应用电路分析

应用NCP1034的带有同步整流器的降压型DC/DC变换器电路电路的输入电压、输出电流与效率的关系可以看到：尽管上图电路采用了同步整流器方式，但是的效率并不是很高。其原因是：其一图5.5电路输入电压至少38V，而输出仅5V。这时降压比超过7，电路的最大占空比低于0.15，当开关频率200kHz时，开关管导通时间仅仅650ns（包括开通过程）。而续流作用的低边MOSFET的导通电压降约0.35V（NTD24N06在25℃管芯温度的导通电阻42mΩ，而在150℃管芯温度的导通电阻75.6mΩ，在5A电流下就是0.35V），这个电压降并不比肖特基二极管的导通电压降低多少。因此效率不会高；其二就是高边开关的开关管的开关损耗占高边开关管总损耗得很大部分。这样我们会看到：低边开关的导通电阻选择不当并不能明显提高变换器的效率。电路的印制电路板图电路的电路板的元件排布图（丝印层）电路的实物照片由于以上的电路板图及实物图均为电路评估板，这与商品DC/DC变换器还有比较大的差距，但是其布线方式还是具有实际参考价值的。不仅如此，从可以从电路板图及实物图看到，电路板还有很大的空间可以消化掉。因此实际工程电路板应该远小于评估电路板。电路元件明细元件序号数量元件类型参数精度封装制造商制造商型号R91电阻1k21%1206VishayCRCW10261K20FKEAR51电阻3k91%1206VishayCRCW10263K90FKEAR31电阻4k71%1206VishayCRCW10264K60FKEAR21电阻5k61%1206VishayCRCW10265K60FKEAR11电阻16k91%1206VishayCRCW102616K9FKEAR61电阻20k1%1206VishayCRCW102620K0FKEA电路元件明细R11A,R11B,R11C,R11D,R11E5电阻12k1%1206VishayCRCW102612K0FKEAR41电阻110k1%1206VishayCRCW1206110KFKEAR7,R8,R103电阻10k1%1206VishayCRCW120610K0FKEA电路元件明细C81陶瓷贴片电容器1n810%1206KemetC1206C182K5FA−TUC61陶瓷贴片电容器12n10%1206KemetC1206C123K5FACTUC51陶瓷贴片电容器220n10%1206KemetC1206C224K5RACTUC71陶瓷贴片电容器330p10%1206KemetC2,C3,C4,C104陶瓷贴片电容器100n10%1206KemetC1206F104K1RACTUC9A,C9B,C9C3陶瓷贴片电容器47_/6.3V20%1210KemetC1210C476M9PAC7800C1A,C1B2陶瓷贴片电容器2.2_/100V10%1210MurataGRM32ER72A225KA35L电路元件明细L11SMD电感13_20%13x13Würth744355131VD11开关二极管MMSD4148SOD123ONSemiconductorMMSD4148T1GVD2112V稳压二极管MMSZ4699SOD123ONSemiconductorMMSZ4699T1GVF21N沟道功率MOSFETNTD3055DPAKONSemiconductorNTD3055−150GVF31N沟道功率MOSFETNTD24N06DPAKONSemiconductorNTD24N06T4GIC11带有同步整流器的PWMICNCP1034SOIC16ONSemiconductorNCP1034DR2G5.2应用NCP1034带有同步整流器控制功能的PWM控制器实现高亮度（HB）LED驱动电路5.2.1实际电路及分析本节涉及的应用NCP1034带有同步整流器控制功能的HBLED驱动电路带有恒流控制功能、PWM调光功能等。需要清楚的是由于输入电压高于输出电压，而且输入与输出之间不隔离，这样电路拓扑就可以选择电路相对简单，效率相对最高的降压型变换器。这样，电路就不一定需要对输出电压进行限制，而反激式LED驱动电路需要限制输出电压最主要的原因是限制开关管和二级管能承受的峰值电压。由于需要恒流控制，而NCP1034的过电流保护并不能实现恒流控制，为了解决这个问题，可以利用NCP1034的“电压”控制闭环改造成电流闭环。应用NCP1034带有同步整流器的HBLED驱动电路原理图1．恒流控制分析从图5.10中可以看到：除调光、恒流控制电路部分与图5.5不同外，电路其它部分相同。恒流控制的基本方法是：在实处回路中串接电流检测电阻R12（R12A与R12B并联）。输出电流流过R12产生电压降，这个电压降送外置电流误差放大器（增益7.8倍，目的是降低电流检测电阻的电压，以减小电流检测电阻的损耗）。外置电流误差放大器输出送NCP1034的反馈端，即NCP1034内置的误差放大器的反相输入端，由于NCP1034内置的误差放大器同相输入端接1.25V基准电压，故在正常工作状态下，根据运算放大器输入端虚短虚断原理。这个误差放大器的反相输入端的输入电压也应该是1.25V，对应的电流检测电阻的电压对应164mV。由于电流检测电阻仅需要检测基准1.25V电压的七点八分之一，因此电流检测电阻的损耗随之降低到1.25V时的七点八分之一，这对于低电压功率变换来说，可以比较明显的改善效率。由于降压型变换器并不需要通过显示输出电压来保护开关管，因此在这里没有设置输出电压的限制。在驱动LED时，电路必须工作在恒流控制状态，根本不会出现过电压现象，如果输出端开路（如个别LED开路等），输出电压无非与输入电压相等，只要接入LED这个电压就会立即降下来。2．PWM调光现在的白光LED均采用蓝光LED涂敷荧光粉产生的“白光”，由于荧光粉被激发所产生的“白光”能量频谱随激励源的功率改变，为了保证白光LED的显色性不变，需要在调光时LED电流幅值不能变。这样就不能采用调节输出电流的方式调光，而需要另寻途径实现调光。由于LED的响应速度非常快，可以通过改变LED流过电流脉冲的大时间比例控制LED的等效平均值电流来改变LED功率，实现LED调光。在图5.10电路中，采用外置PWM控制信号驱动晶体管VT4，使得VT4按控制信号导通与关断，其中输入高电平为关断信号，高电平为工作信号，或者说调节控制信号低电平的脉冲宽度实现输出电流脉冲宽度调节。晶体管VT4接NCP1034的软启动端。电路的元件明细元件序号数量元件类型参数精度封装制造商制造商型号R141电阻0R1%1206VishayCRCW12060000Z0EAR111电阻3k31%1206VishayCRCW12063K30FKEAR6,R102电阻3k91%1206VishayCRCW12063K90FKEAR5,R152电阻4k71%1206VishayCRCW12064K70FKEAR81电阻9k11%1206VishayCRCW12069K10FKEAR2,R4,R9,R174电阻10k1%1206VishayCRCW120610K0FKEA电路的元件明细R1,R72电阻22k1%1206VishayCRCW120622K0FKEAR31电阻56k1%1206VishayCRCW120656K0FKEAR161电阻68k1%1206VishayCRCW120668K0FKEAR12A1电阻R241%1206RohmMCR18EZHFLR240R12B1电阻R271%1206RohmMCR18EZHFLR270电路的元件明细C101陶瓷贴片电容器1n10%1206KemetC1206C102K5RACTUC91陶瓷贴片电容器2n210%1206KemetC1206C222K5RACTUC81陶瓷贴片电容器10n10%1206KemetC1206C103K5RACTUYC71陶瓷贴片电容器820p10%1206KemetC1206C821K5RACTUC2,C3,C4,C5,C65陶瓷贴片电容器100n10%1206KemetC1206F104K1RACTU电路的元件明细C111陶瓷贴片电容器1u/50V10%1206TDKC3216X7R1H105KC11陶瓷贴片电容器4u7/100V10%1812UnitedChemi-ConKTS101B475K43N0T00L11SMD电感56u10%13x13CoilcraftMSS1260-563VD11开关二极管MMSD4148SOD123ONSemiconductorMMSD4148T1GVD21稳压二极管12VMMSZ4699SOD123ONSemiconductorMMSZ4699T1G电路的元件明细VT11NPN小信号晶体管MJD31DPAKONSemiconductorMJD31T4GVF2,VF32N沟道功率MOSFETNTD3055DPAKONSemiconductorNTD3055-150GVT41NPN小信号晶体管BC817SOT-23ONSemiconductorBC81740LT1GIC21双运算放大器LM358SOIC8ONSemiconductorLM358DR2GIC11带有同步整流器的PWMICNCP1034SOIC16ONSemiconductorNCP1034DR2G5.2.2测试结果及分析

1．输出电流特性不同输入电压下对输出电压即电流的影响

输出电压为15V时输入电压对输出电流的影图中可以看到输入电压和输出电压的影响即使在共同作用下也不会超过10mA。这对于输出电流为1300mA来说，变换是很小的，说明恒流控制功能很优异。2．效率分析不同输入电压下的电路效率

3．调光特性分析PWM调光脉冲频率可以选择200~1000Hz，频率太低就会出现类似荧光灯用50Hz整流器驱动使得闪烁，但是频率太高会导致调光范围过窄。调光信号占空比与输出电流平均值的关系从图中看到调光频率为200Hz的调光范围和线性度由于调光频率为1000Hz的调光范围和线性度。其原因是，PWM的每一次关闭LED不仅要关闭开关管，还要将驱动电路中的电感、输出滤波电容器的能量释放，将输出电压降低到LED不能工作的水平，由于这些都是能量的交换，需要一定的时间。在图5.14看到：在200Hz调制频率下调光有效信号可以从10%到95%。输出电流的调节范围可以从0到90%之间的任意值，而且在调光信号占空比在10%~90%范围内具有很好的线性度；调光频率为1000Hz时调光信号不能被有效利用，输出电流开始起调的调光信号占空比为40%。其原因还是调光的开、关需要时间，而随着频率的提高这个时间占用调光信号的有用时间的比例变大，从200Hz时的越8%上升到1000Hz的约40%。输入电压为48V、10只HBLED串联条件下200Hz中等占空比调光效果输入电压为48V、10只HBLED串联条件下200Hz高占空比调光效果输入电压为48V、10只HBLED串联条件下200Hz低占空比调光效果输入电压为48V、10只HBLED串联条件下1000Hz中等占空比调光效果输入电压为48V、10只HBLED串联条件下1000Hz高占空比调光效果输入电压为48V、10只HBLED串联条件下1000Hz低占空比调光效果输入电压为48V、10只HBLED串联条件下输出电压对调光信号的延迟

5.3迟滞电流控制方式分析IRS2540/1是带有同步整流器功能、专用于LED驱动IC，其目的就是要尽可能的提高驱动电路的效率，否则LED的高光效的优势荡然无存。在实际上，降压型LED驱动电路仅需要恒流功能而并不需要恒压功能。而且，这个恒流功能最好是峰值电流型控制方式，这样会使电路的可靠性更高。但是峰值电流型控制方式存在一个问题，当占空比大于50%后需要斜坡补偿才能稳定工作，而斜坡补偿与输出电压有关，如果输出电压不能确定则斜坡补偿将无法确定。怎样既能利用峰值电流的对电流优异的控制性能还不需要斜坡补偿将是最理想的。为什么要采用电流迟滞比较控制方式而不采用普通比较器控制方式？如果仅仅是采用普通比较器控制则会出现开关管稍一打开，电感电流即达到开关管管壁电流阈值，愈要马上关闭开关管；二开关管刚刚关闭，电感电流就会降低到开关管开通电流阈值。于是就会出现开关管刚开通就立即关闭的现象，开关管始终工作在开关状态，也就是说开关管实际是工作在“放大状态”，其开关损耗之大可想而知。如果将比较器设计的比较迟滞，就可以比较好的结决问题。峰值电流控制方式中，有一种控制方式是迟滞电流控制方式。迟滞电流控制方式框图其控制原理为：当电流检测电阻上的电压尚未达到比较器输入高电平阈值前，比较器输出低电位，经过反相器输出高电平到驱动电路，经过驱动电路令开关管VF导通。由于输入电压高于输出电压，两者电压差使电感电流上升，也就是输出电流上升，电流检测电阻RS电压上升；由于输出电流的上升，电流检测电阻的电压随之上升。当电流检测电阻上电压达到比较器输入电压阈值高电位时，比较器输出高电压，经过反相器输出低电位，最终使得驱动输出低电平，从而关断开关管VF，续流二极管VD导通接续电感电流。这时“输入电压”为零，低于输出电压，因而电感电流下降，对应的电流检测电阻电压随之降低。当电流检测电阻的电压开始达到比较器输入阈值低电位时，比较器输出高电位时的驱动输出高电位，从而开通开关管VF。从上述分析开关管的开通期间为输出电流检测电阻上的电压从比较器输入电压阈值低电位开始到输出电流检测电阻上的电压从比较器输入电压阈值高电位为止；同样，开关管的关断期间为输出电流检测电阻上的电压从比较器输入电压阈值高电位开始到输出电流检测电阻上的电压从比较器输入电压阈值低电位为止。迟滞比较型控制方式的电感电流、比较器输出级开关管栅—源极电压波形图中：ITHH、IAV、ITHL、VCOM、VGS分别为比较器输入阈值电压高电平、电感电流平均值（电流检测电阻上的电压平均值）、比较器输入阈值电压低电平、比较器输出电压、开关管栅—源极电压。也可以采用时间延迟方法实现电流迟滞比较控制方式。时间迟滞控制方式框图其控制方式为：当电流检测电阻上的电压达到比较器基准电压Vref，比较器将输出低电位，由于比较器输出到驱动电路的输入还需要一个时间延迟环节，因此在比较器输出电压从低电平转换到高电平时开关管仍旧导通，电感电流仍旧上升。只有经过时间延迟tdr后驱动输出才能变为低电位，开关管VF才能关断；同理，只有电流检测电阻的电压下降到比较器基准电压后在经过一个时间延迟，开关管VF才能开通。相关波形如图。采用时间延迟的方法实现电流迟滞控制的相关波形如果为了提高效率，还可以将图5.24电路中的续流二极管改用开关管，实现同步整流器控制方式。这样，控制电路就需要高、低边驱动输出方式，这样高、低边开关管就需要相互之间的死区，这个实际上就是时间延迟。带有同步整流器的时间迟滞控制框图在IRS2540中，所采用的迟滞控制是采用了时间迟滞的方法，其原因可能是反正是需要高、低边的死区时间，索性就拿这个死区时间作为时间延迟就是了，这样可以简化比较器（常规比较器所用的晶体管总会比迟滞比较器用得少）。5.4IRS2540的功能分析IRS2540管脚功能描述管脚符号功能1VCC芯片电源2COM芯片参考端（芯片的功率与信号“地”）3IFB电流反馈4ENN输出过电压保护（大于2V高边输出低电位，低边输出高电位）5LO低边输出6VS高边参考端7HO高边输出8VB高边悬浮电源+IRS2540管脚功能原理框图欠压锁定分析在上电过程中，芯片电源电压未上升到欠压锁定的解锁电压（典型值9V）时，欠压锁定输出低电位。在这种状态下高、低边输出均为低电位，即高、低边开关管均处于关断状态；当芯片电源电压上升到欠压锁定的解锁电压后，欠压锁定输出高电位，电路进入正常工作状态；当芯片电源供电电压值下降到欠压锁定的锁定电压值时，欠压锁定动作，将高、低边输出锁定在低电位输出状态；要想让芯片再次工作，需要将芯片电源电压上升到解锁电压值以上。内置基准电压分析内置基准电压为输出过电压关闭和输出电流检测提供电压基准。为输出过电压关断提供2V的电压基准，为输出电流检测提供0.5V的电压基准。为输出过电压关断提供的比较高的电压基准是为了尽可能的降低对电磁干扰的敏感度；而为电流检测提供的低电压的电压基准则是为了尽可能降低输出电流检测电阻上的损耗。由于电流检测电路的阻抗很低，因此对电磁干扰相对不敏感，故可以选择比较低的基准电压。20μs定时器的看门狗与1μs脉冲发生器分析由于IRS2540高边输出的电源是采用自举电路的方式获得，需要在高边输出低电位、低边输出高电位时高边自举电路对“储能”电容器充电。如果输出端开路或检测的负载电流对应的电压始终低于0.5V，再会出现输出始终未高电位，即高边开关管始终导通。这样，高边自举电路就不能对“储能”电容器充电，而由于高边始终输出高电位会消耗掉“储能”电容器的电荷，导致自举电源的电压不足而导致高边输出由于自举电源欠压而锁定。为了避免这种状态的发生，在IRS2540中设置了20μs定时器的看门狗和1μs脉冲发生电路。这样即使在输出电流检测电阻的电压始终不能达到0.5V时仍可以在每21μs的时间周期内产生一个1μs的脉冲，使得高边输出低电位，低边输出高电位。也就是低边开关管导通对高边自举电路的“储能”电容器充电，以确保高边电路正常工作。各时间延迟分析

高、低边输出与电流反馈信号之间的关系从图中可以看到：从高边输出电压降低到高电平的50%至低边输出电压上升到高电平的50%对应的时间为TD1，对应两个开关的导通时间间隔，即死区时间，同样还有死区时间TD2；从IFB（输出电流反馈）上升到IFBTH值到低边输出高电平对应的时间为tLOon，同样还有tHOon；从IFB上升到IFBTH值到高边输出低电平对应的时间为tHOoff，同样还有tLOoff。5.5应用IRS2540实现直流电供电的高亮度（HB）LED驱动电路不带有同步整流器的应用IRS2540/1的HBLED驱动电路1．电源旁路与电源滤波各部分元件功能为：电容器C1、C2为电源旁路电容器，与L2构成输入电源滤波器，抑制由LED驱动电路产生的电磁干扰传输到直流电源；2．输出过电压保护与PWM调光电阻R1、R2用于检测输出是否过电压为了防止可能的电磁干扰，在R2两端并联电容器C5。分得的电压经过稳压二极管VD6送IRS2540的ENN端，一旦ENN段的电压达到并超过2V，则IRS2540的高边输被关闭，输出低电位，关闭高边的MOSFET，低边输出高电位，低边MOSFET开通。只有ENN端电压重新降低到2V以下，高、低边输出端才能解锁。由于是作用于负载开路时的输出过电压保护，因此一旦出现输出过电压必然会造成ENN端电压明显高于2V。当输出开路保护后，尽管电路已经不对输出供电，但是输出滤波电容器C8和C6的放电过程辉是电路维持保护状态一直到ENN端电压下降到2V以下，如图。输出开路保护相关的波形图中，一旦输出开路，只要高边开关导通，输出电压很快的上升到明显高于保护值，迫使高边开关管经过固有的延时后关断，使得输出电压不再上升。随着高边开关管的高边开关管的关闭，输出电压开始通过以R1、R2为主的“负载”放电，这个放电过程远远长于高边开关管的导通时间。在这个过程中，ENN电压按RC放电规律下降，当ENN电压降低到2V时，电路重新开放。由于输出开路保护的时间远长于高边开关的导通时间，因此无需考虑输出过电压保护的比较器是否需要迟滞比较器。ENN端的另一个作用就是可以设置外电路控制关闭，如果这个外电路控制信号为PWM信号，则下图电路就可以实现PWM调光。PWM调光从图中看到：由于PWM信号直接控制ENN端，加上IRS2540没有软启动过程以及不需要考虑输出滤波电容器的充放电过程，因此这个PWM控制过程非常干净利落，比用NCP1043控制软启动端的效果好，既可以提高PWM的频率降低又PWM调光可能出现的闪烁效应。3．芯片电源与高边驱动自举电源的获得芯片的供电是由芯片内置微功耗启动电路启动，一旦电路工作，输出电压建立，就会有输出电压通过二极管VD4和电阻R4向芯片供电。高边驱动自举电源首先是输入电源通过电阻R6对高边驱动自举电源的自举电容器充电，芯片工作后，VCC通过二极管VD3向自举电容器充电，只要低边开关管导通就会具有这一功能。为了防止输出电流检测电阻的电压始终低于0.5V，IRS2540设置了20μs定时器和1μs脉冲产生的办法令低边开关管每隔21μs产生一个低边开关管驱动信号，令低边开关管导通1μs为高边驱动电路的自举电容器充电，如图。20μs定时器和1μs脉冲产生4．输出电流的检测与反馈输出电流经过电阻R9转换成电压，这个电压经过R5、C6的低通滤波电路送IRS2540的IEB端。如果仅从IRS2540的原理框图看，电流控制方式为峰值电流型，但是电流检测是在负载回路中，这时的电流已经非常平滑，因此实际检测到的电流近似为平均值，因此有的文献也称之为平均电流性控制模式。元件明细

元件序号元件数元件名称及参数型号制造商C31电解

电容

10μF,25VUVZ1E100MDDNichiconC11电容,100nF,200VMKP10BCBCComponentsC4，C5，C73电容,100nF,50VVJ0805Y104KXATW1BCBCComponentsC81电容,33μF,100VUVZ2A330MPDNichiconC61电容,1nF,50V,0805VJ0805Y102KXACW1BCBCComponentsC21电解

Cap,47μF,200VEEU-EB2W470PanasonicVD31超快二极管,200V,1AMURS120DICTDigi-keyVD2，VD424148二极管LL4148DiodesIncVD11Diode400V,8A,TO-2208ETU04IRVD51稳压二极管

14V,0.5WZMM5244B-7DiodesIncVD61稳压二极管

7.5V,0.5WZMM5236B-7DiodesIncL11电感

470μHIL0503213101VOGTL21电感

470μHIL0503213101VOGTR71电阻10Ω,1%MCR10EZHF10R0RohmR91电阻1.43Ω,1%ERJ-8RQFR56VPanasonicR51电阻100Ω,1%,0805MCR10EZHF1000RohmR21电阻390Ω,5%,1/2W,2010ERJ12ZYJ391PanasonicR11电阻2kΩ,5%,1/2W,2010ERJ12ZYJ202PanasonicR41电阻1kΩ,5%,1W5073NW1K000J12AFXPhoenixPassiveR61电阻47kΩ,5%,1W5073NW47K00J12AFXPhoenixPassiveR31电阻56kΩ,5%,1W5073NW56K00J12AFXPhoenixPassiveR81电阻5Ω,5%,1W5073NW5R100J12AFXPhoenixPassiveIC11LEDICIRS2541PBFIRVF11200V,17A,TO-220IRFB17N20DIR6．带有同步整流器的HBLED驱动电路上图电路由于没有低边开关管，因此20μs定时器以及1μs的脉冲产生也不会发挥作用，因此在输出检测电阻上的电压持续不足0.5V时就会出现高边驱动自举电源欠压保护，从而使电路停止工作。为了防止这类事件发生，最好的解决方法就是将图5.30中的续流二极管VD1用MOSFET替换，并将低边MOSFET电路如图带有同步整流器的应用IRS2540的HBLED驱动电路7．PWM调制电路

我们知道，PWM一般需要锯齿波与控制电压经过比较器比较获得PWM脉冲。LM393的比较器2将作为PWM比较器，其同相输入端为控制电压输入端，反相输入端为锯齿波输入端，输出端（管脚7）作为输出端经过隔离二极管VD将PWM调光信号送IRS2540/1的ENN管脚。锯齿波的产生有LM393的比较器1实现，如果不去看电容器C1，比较器1是一个方波输出的多谐振荡器。为了获得锯齿波，在比较器1输出端与COM端并接一个电容器C1。这实际上是比较器1的输出端R1、C1充电过程，如果这个电容器的电容量足够大，由于C1的充电需要R1，而C1的放电则是比较器的输出晶体管，这样比较器输出端电压上升与下降将会不对称，形成“锯齿波”振荡波形。由于图中电路的电源应用的VBUS，需要用RS降压，并且需要VD2的稳压以及电源旁路电容器C3、C4。5.6应用IRS2541实现交流市电输入的高亮度（HB）LED驱动电路5.6.1电路分析IRS2540适用于电源电压200V以下直流输入或AC110V电压等级的HBLED驱动电路。对于AC220V输入则需要IRS2541。选用IRS2541构成的交流通用电压的HELED驱动电路如图5.36，这时不带有同步整流器的。应用IRS2541构成的交流通用电压的HELED驱动电路带有同步整流器的应用IRS2541构成的交流通用电压的HELED驱动电路5.6.2元件明细

元件序号元件数元件名称及参数型号制造商C31电解

电容

10μF,25VUVZ1E100MDDNichiconC11电容,100nF,400VMKP10BCBCComponentsC4，C5，C73电容,100nF,50VVJ0805Y104KXATW1BCBCComponentsC81电容,33μF,100VUVZ2A330MPDNichiconC61电容,1nF,50V,0805VJ0805Y102KXACW1BCBCComponentsC21电解

Cap,47μF,450VEEU-EB2W470PanasonicVD31超快二极管,600V,1AMURS160DICTDigi-keyVD2，VD424148二极管LL4148DiodesIncVD11二极管400V,8A,TO-2208ETU04IRVD51稳压二极管

14V,0.5WZMM5244B-7DiodesIncVD61稳压二极管

7.5V,0.5WZMM5236B-7DiodesIncL11电感

470μHIL0503213101VOGTR71电阻10Ω,1%MCR10EZHF10R0RohmR91电阻1.43Ω,1%ERJ-8RQFR56VPanasonicR51电阻100Ω,1%,0805MCR10EZHF1000RohmR21电阻390Ω,5%,1/2W,2010ERJ12ZYJ391PanasonicR11电阻2kΩ,5%,1/2W,2010ERJ12ZYJ202PanasonicR41电阻1kΩ,5%,1W5073NW1K000J12AFXPhoenixPassiveR61电阻47kΩ,5%,1W5073NW47K00J12AFXPhoenixPassiveR31电阻56kΩ,5%,1W5073NW56K