PLC相关资料介绍

PLC相关资料介绍PLC简介PLC是电力线载波（PowerLineCommunication）的英文简写。电力线我波通信技术出现于十世纪的二十年代初期，它以高压电力线（35kV以上的电压等级）、中压电力线（10kV电压等级）或低压配电线（380/220V）作为信息传输媒体，以载波方式将模拟或数字信号进行传输的通讯方式。它具有传输距离远、通道可靠性高、安全保密性好、投资少见效快、与电网建设同步等优点，早已成为电力系统应用最广泛的通信方式。它主要用于电网调度通信、复用远动、高频保护和远方跳闸信号等。然而，这种通信方式传输速率低、容量小，应用范围受到了很大的限制。窄带载波通信窄带电力线通信技术是指在3KHz—500KHz频率范国的电力线载波通信应用，包括了由CENELEC（欧洲电子技术标准委员会）规定的CENELEC频带（3KHz—1485KHz）、FCC（federalCommiinicationsCommission,美国联邦通讯委员会）规定的FCC频带（9KHz—140KHz）>ARIB（AssociationofRadioIndustnesandBusinesses,口本无线电工业及商贸联合会）规定的ARIB频带（10KHz-50KHz）以及我国（EPRI）规定的窄带频带（3KHz—500KHz）oCENELEC和CEN以及它们的联合机构CEN/CENELEC是欧洲最主要的的标准制定机构。CENELEC于1976年成立于比利时的布鲁塞尔，由两个早期的机构合并而成。它的宗旨是协调欧洲有关国家的标准机构所颁布的电工标准和消除切易上的技术障碍。CENELEC的成员是欧洲共同体12个成员国和欧洲自由贸易区（EFTA）7个成员国的国家委员会。除冰岛和卢森堡外，其余17国均为国际电工委员会（IEC）的成员国。CEN于1961年成立于法国巴黎。1971年起CEN迁至布鲁塞尔，后来与CENELEC一起办公。在业务范围上，CENELEC主管电工技术的全部领域，而CEN则管理其它领域。其成员国与CENELEC的相同。除卢森堡外，其它18国均为国际标准化组织（ISO）的成员国。CENELEC窄带频带划分及其应用CENELECA3KHz—95KHz保留给电力公共事业部CENELECB95KHz—125KHz面向所有应用CENELECC125KHz—140KHz具有强制CShlA/CA协议的家庭网络系统CENELECD140KHZ—1485KHz军用和安全系统第一代窄带载波技术主要使用的是基于单载波和双载波技术，调制方式主要行PSK、FSK、S-FSK（扩展的频移键控调制）传输速度慢（最高只有几Kbps）、抗干扰能力差、频带利用率低。第二代窄带载波（NB-PLC）技术普遍采用正交频分复用技术（OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing,OFDM）的多载波调制。OFDM的抗频率选择性衰落强、频谱利用率高、易于•均衡，传输速率可以达到lOOkbpSo国内窄带领域企业的主要情况

表1.2国内窄带领域企业的主要情况企业名称主要芯片型号中心工作频率调制方式通信速率芯片技术福星晚程PL2102PL3105PL3106PL32OI120kHzDPSK.15位直序列扩频通信技术500/250bps“SOC”芯片，能提供简单的网络层协议，内嵌增强型8051兼容微处理圈弥亚微M1200EMi210Mi211Mi50057.6/76.8/115.2kHz可选QPSK扩频调相、过零同步传输技术200/4007800/1600bps可选高集成数模混合载波通信芯片、物理层芯片能同时提供MAC层和网络层通信协议、.应用层由应用厂家开发，也可采用提供方案.鼎信TCC08ICTCCO82CTCS091S421.1kHzBFSK、扩频通信技术、过零同步传输技术50/1007600/1200bps可选采用单片机技术.通过软件配置PHY层、MAC层•及网络层一东软SSC1641270kHzFSK二63330bps采用单片机技术，软件

PLCI38IVPLCI36-in-EPLCr38-ITT-EPLCI36-IIIPLCI36M-ITTPLCI38-in位立序列扩叛配置物理层、MAC层及网络层，应用层由应用厂家开发，也可采用提供方案.中颖电子SH99F01C50KHz~300KHz可调DBPSK窄带调制双模方案和63位直接序列扩频调制0.8kbps1.6kbps基干增强型8051兼容流水指令的8位单片机，内嵌PLT模块设计，包含有调制解调电路和内部模拟前端电路。据有自身的PLC组网通信协议，提供透明是数据传输，应用层由应用厂家开发。瑞斯康RISE32O1RISE33O1RISE34O1RISE35O1131.579Khz/105.263Khz/86.207Khz/72.993Khz可编程BPSK5.5kbps/11kbps内战两个高速8位CPU,分别完成不同的功能,提供半双工的UART透明传输通讯》式,包含外接处理器的，其中加入ETA-709.1协议栈及专有的H动路由算法，完成系统建设，应用层可由厂家开发。力合微电子LME22OOCLME2210LME2210B9-150kHz/40kHz~450kHz正交四载波调M技术2.4kbps/1.2kbps/600bps基于数字信号处理器<DSP>技术，软件配置物理层、MAC层。上层由应用厂家开发.LME2980352kHz,96kHz最大带宽1280子栽波OFDM调制技术60kbps(QPSK>>平均速率20kbps

表L3国外主要HNBFLC技术规范主要技术参数技术规范PRIME规范G3-PLC规范ITU-TG.hnum规范应用颓带CENELEC-ACENELEC、ARTB,FCCCENELEC.ARTB、FCC最高传输速率130kbps240kbps1Mbps前序纠借编码卷积编码RS编码、卷积编码、重复.编码RS编码、卷税编码数据周制映射方式DBPSK、DQPSK、D8PSKDBPSK、DQPSK、D8PSKBPSK、QPSK、16QAM主要芯片厂家ADD、TI、STIT、MaximTTPLC协议规范PRIME规范、G3-PLC规范、ITU-TGhnem规范以及正EE标准化组织开发的P19012规范。PRIME规范和G3-PLC规范己经通过相关的测试，并在复杂的电力线抄表系统中实装，ITU-TGhnem规范也在紧张的进行现场测试。PRIMEPRIME通讯协议的参考模型如卜图所示:ControlandDataPlaneManagementPlaneControlandDataPlaneManagementPlane转换子层(cs)特定于眼务的融合子层(CS)交将数据信息分类并与适当的MAC层连接。这一层能够将各种数据信息与包含在MAC层中的sdu正确地执行映射。介质访问控制层(MAC)MAC层提供核心的MAC功能：系统访问、带宽分配、连接管理以及拓扑解析等。该层被定义为面向连接的主从结构，尽量充分利用低压电力线。物理层(PHY)物理层负面接收发送相邻节点的MAC层的协议数据单元(PDUs)o物理层主要是基于OFDM多路复用应用于CENELEC.A频段，原始数据率可以达到130Nbps。G3调制方式介绍NB-PLC主要采用以卜的调制方式：DPSK、BPSK（二进制差分相移键控）、QPSK、FSK、DBFSK.OFDMoPSK调制相移健控包括绝对相移健控（一般就称PSK）和相对相移键控（DPSK,又称差分相移健控）。解调时由于PSK信号是同频、相位不连续的恒定包络信号，不能用包络检测，只能用相干解调。相干解调需要本地我波与接受到的己调信号中的我波信号保持同步关系，由于PSK信号没仃我波频率线谱，通常时从接收到的PSK信号通过倍频分频得到相干载波。由于分频电路是双稳态触发电路，其初始状态常常是不确定的，因而所恢复的相干载波初相也是随机的会出现“相位模糊”问题，而DPSK可以解决PSK的相位模糊问题。三种基本数字调制方式还包括ASK和FSK。PSK信号功率与FSK相当，但其频带利用率较高。采用相同的接收方式，ASK、FSK、PSK的误码率依次减小。在带宽紧张、相对速率要求较高、外界噪声干扰较严重的情况下用这种方式比较适宜。下面就其PSK简单原理予以简要介绍：PSK信号是用载波相位的变化表征被传输信息状态的，通常规定0相位载波和p相位载波分别代表传1和传0,其时域波形示意图如下图所示：S2PSK⑴二进制相移健控（2PSK）二进制相移健控是利用载波的相位变化来传递数字信息的，而振幅和频率保持不变。在2PSK中，通常用初始相位。和兀分别表示二进制的“1”和“0、因此，2PSK信号的时域表达式为：2PSK典型的波形图2PSK的调制原理框图如图2-4所示。与2ASK信号的产生方法相比较，只是对s（t）的要求不同，在

2PSK中s©是双极性的基带信号。2PSK信号的解调通常采用相干解调法，解调器原理框图如图2-6所示。在相干解调中，如何得到与接收的2PSK信号同频同相的相干载波是关键的问题。双极性双极性(a)模拟调制方法开关电路(b)键控法开关电路(b)键控法2PSK信号相干解调各个时间波形如图2-7所示。图中，假设相干载波的基准相位与2PSK信号的调制载波的基准相位一致(通常默认为0相位)。但是，由于2PSK信号的轨波恢复过程中存在着1800的相位模糊，即恢复的本地我波与所需的相干载波可能|可相,也可能反相，这种相位关系的不确定性将会造成解调出的数字基带信号与发送的数字基带信号正好相反,即“1”变为“0"，"0"变为叩”,判决器输出数字信号全部出错。这个即为2PSK方式在实际中很少采

用的原因。另外，在随机信号码元序列中,用号波形有可能出现长时间连续的正弦波,致使在接收端无法辨认信号码元的起止时刻。二进制差分相移键控(DPSK)为了解决上小节中PSK出现的问题，可以采用差分相移键控(DPSK)体制。DPSK是利用前后相邻码元的载波相对变化传递数字信息，所以又称相对相移键控，假设A(p为当前码元与前一码元的载波相位差，可定义一种数字信息与A(P之间的关系为：J0表示数字信息J0表示数字信息“0”In表示数字信息“1”（式241）「是可以将一组二进制数字信息与其对应的2DPSK信号的载波相位关系示例如卜.:二进制数字信息1101001102DPSK信号相位0口00nTTTT0nTT或10nTT000TT00相应的2DPSK信号的典型波形如图2-8所示。数字信息与Aq?之间的关系也可以定义为:J0表示数字信息J0表示数字信息“1”(n表示数字信息“0”（式242）2DPSK信号调制过程波形图2DPSK信号调制过程波形图⑶绝对码化)相对码(c)2DPSK此例可知，对于相同的基带数字信息序列，由于初始相位不同.2DPSK信号的相位可以不同。也就是说，2DPSK信号的相位并不直接代表基带信号，而前后码几相对相位的差才唯一决定信息符号.为了更加直观的说明信号码元和相位的关系，采用矢量图来表示。按照(式2-4-1)的定义关系，可以用如图2-9(a)所示的矢量图来表示，图中，虚线矢量位置称为基准相位。在绝对相移中，它是未调制载波的相位；在相对相移中，它是前一码元的载波相位当前相位的码元可能是0或者是口。但是按照这种定义，在某个长的码元序列中，信号波形的相位可仍然没有突跳点，致使在接收端无法辨认信号码元的起止时刻。这样，2DPSK虽然解决了载波相位的不确定性问题，但是码元的定时问题仍然没有解决。为了解决次问题，我们可以采用如图2-9(b)所示的相移方式。这时，当前码元的相位相对于前一码元的相位改变±n/2。因此，在相邻的码元之间，必定有突跳点，在接收端检测此相位突跳就能确定每个码元的起止时刻，即可提供码兀定时信息。根据ITU-T建议，图2-9(a)所示的相移方式称为A方式：图2-9(b)所示的方式称为R方式。由于后者的优点，被广泛采用。兀，2►叁考相位参考相位（।W2⑶A方式（b）B方式2DPSK信号的矢危图2DPSK信号的产生方法可以通过观察国2-8得到一种启示：先对二进制数字基带信弓进行差分编码,即把表示数字信息序列的绝对码变换成相对码（差分码），然户再根据相对码进行绝对调相，从而产生二进制差分相移键控信号。2DPSK信号调制器原理框图如图2-10所示。开关电访2DPSK信号调制器原理框图2DPSK信号的解调方法之一是相干解调（极性比较法）加码反变换法。其解调原理是：对2DPSK信号进行相干解调，恢复出相对码，再经过码反变换器变换为绝对码，从而恢复出发送的二进制数字信息。在解调的过程中，由于载波相位模糊性的影响，使得解调出的相对码也可能是“相和“0”倒置，但是经过差分译码（码反变换）得到的绝对码不会发生任何的倒置现象，从而解决了我波相位模糊性带来的问题。2DPSK的相干解调器原理框图和各点波形如图2-11所小。(a)原即枢图(b)各《甘向浓出国2DPSK差分相干解调器原理框图和各点时间的波形2DPSK信号的另一种解调方法是差分相干解调(相位比较法)，其原理框图和解调过程各点的波形如图2/2所示，用这种方法解调时不需要专门的相干载波，只需要由收到的2DPSK信号延时一个码元间隔Ts,然后与2DPSK信号本身相乘。相乘器起着相位比较的作用，相乘结果反映了前后码元的相位差，经过低通滤波器后再进行抽样判决，即可恢复出原始的数字信息，故解调器中不需要码反变换器。多进制相移键控(MPSK)在2PSK信号的表示式中一个码元的我波初始相位8可以等于0或TT。将其推广到多进制时，6可以取多个值。所以，一个MPSK信号码元可以表示为：sk(t)=Acos(3Ot+0k)k=l,2,,M(式2-5-1)式中：A为常数；0k为一组间隔均匀的受调制相位，其决定于基带码元的取值。所以它可以写为：8/淞l)k=l,2,……,M通常，M取2的某次幕：M=2kk=正整数(式2-5-3)对于多进制PSK信号，不能简单的采取一个相干载波进行相干解调。它需要用两个正交的相干载波进行解调。为了便于分析，不失一般性的，令式24-2中的A=l,然后将MPSK信号码元表示式展开写成：sk(t)=Acos(UJOt+6k)=akcosu)Ot-bksincoOt(式2-5-4)式中：ak=cos0k,bk=sin0k。MPSK信号码元sk(t)可以看•做是由正弦和余弦两个正交分量合成的信号，他们的振幅分别是ak和bk,并旦(ak)2+C)k)2=l这就是说，MPSK信号码元可以看做是两个特地个的MASK信号码元之和。正交相移键控QPSK当MPSK中的M值取M=4时,即为四相相移键控QPSK(又称正交相移键控)，它是MPSK的一种特殊情况。它是利用战波四个不同的相位来表征数字信息的调制方式。

它的每个码元含有2b的信息，现用ab代表这两个比特。发送码元序列在编码时需要先将每两个比特分成一组，然用4种相位之一8k去表示它。两个比特有四种组合，即00、01.10和11.它们和相位ek之间的关系通常都按照格雷码的规律安排，如表3-2所列，其矢量图画在图3/中。0001101——10参考相位11FSK调制简介数字频率调制又称频移键控(FSK—FrequencyShiftKeying),二进制频移键控记作2FSK。数字频移键控是用载波的频率来传送数字消息、，即用所传送的数字消息控制载波的频率。2FSK信号便是符号“1”对应于载频1,而符夕(T对应于裁频2的已调波形，而且与之间的改变是瞬间完成的。从原理上讲，数字调频可用模拟调频法来实现，也可用键控法来实现。模拟调频法是利用一个矩形脉冲序列为一个我波进行调频，是频移键控通信方式早期采用的实现方法。2FSK键控法则是利用受矩形脉冲序列控制的开关电路对两个不同的独立频率源进行选通。键控法的特点是转换速度快、波形好、稳定度高且易丁实现，故应用广泛。用基带信号f(t)对高频载波的瞬时频率进行控制的调制方式叫做调频，在数字调制系统中则称为频移键控(FSK)。频移键控在数字通信中是使用较早的一种调制方式，这种方式实现起来比较容易，抗干扰和抗衰落的性能也较强。其缺点是占用频带较宽，频带利用率不够高，因此，频移键控主要应用于低、中速数据的传输，以及衰落信道与频带较宽的信道。2FSK信号的表达式和波形图频移键控是利用载波的频率变化来传递数字信息。在2FSK中，载波的频率随二进制基带信号在「和‘2两个频率点间变化。故其表达式为：,|4cos(幼色)发送为"1”时*M')=Lcos(%r+幻发送为“0”时(式2])假设二进制序列s(t)为101001时，则2FSK信号的波形如图212所示

载波几教泳人kvVwVw\iwwv\iwM；r载波几教泳人••TOC\o"1-5"\h\z'w\h/Uw\A/w\iw\i；

Illi,IIIlliIII-t•I$0f.fz图2.122FSK信号的波形2FSK的调制2FSK信号产生的方法主要有两种。一种可以采用模拟电路来实现(即直接调频法)；另一种可以采用键控法来实现。直接调频法原理所谓直接调频法，就是用数字基带信号去控制一个振荡器的某种参数而达到改变振荡频率的目的。如图213所示S(t)a|模拟调频器|►S2FSK(t)图213直接调频法原理框图键控法原理该方法就是在二进制基带矩形脉冲序列的控制卜通过开关电路对两个不同的独立频率源进行选通，使其在每一个码元工期间输出.或‘2两个载波之其原理如图122所示，它将产生二进制FSK信号。图中，数字信号控制两个独立振荡器。门电路(即开关电路)和按数字信号的变化规律通断。心门打开,则门关闭故输出为可，反之则输出,工这种方法的特点是转换速度快、波形好，而且频率稳定度可以做得很高。频率键控法还可以借助数字电路来实现。以上两种FSK信号的调制方法的差异在于：由直接调频法产生的2FSK信号在相邻码元之间的相位是连续变化的。(这一类特殊的FSK,称为连续相位FSK(Continous-PhaseFSK,CPFSK))而键控法产生的2FSK信号，是由电子开关在两个独立的频率源之间转换形成，故相邻码元之间的相位不一定连续。图2.1.4键控法原理框图2FSK的解调数字调频信号的解调方法很多，如相干检测法、包络检波法、过零检测法、差分检测法等。卜面就相干检测法、非相干检测法、过零检测法和差分检测法进行介绍。滤波+包络检波法2FSK信号的包络检波法解调方框图如图22.3所示，其可视为由两路2ASK解调电路组成。这里，两个带通滤波器（带宽相同，皆为相应的2ASK信号带宽：中心频率不同，分别为彳、%起分路作用，用以分开两路2ASK信号,上支路对应力⑴二式肌°33”外），下支路对应力⑴=郎皿（%+4）,经包络检测后分别取出它们的包络5。）及5（f）；抽样判决器起比较器作用，把两路包络信号同时送到抽样判决器进行比较，从而判决输出基带数字信号。若上、下支路,⑺及5什）的抽样值分别用心、也表示，则抽样判决器的判决准则为H>v2,判为»<V2，判为气”图2.2.12FSK信号包络检波方框图相干检测法相干检测的具体解调电路是同步检波器，原理方框图如图222所示。图中两个带通滤波器的作用同于包络检波法，起分路作用。它们的输出分别与相应的同步相干我波相乘，再分别经低通滤波器灌掉二倍频信号，取出含基带数字信息的低频信号，抽样判决器在抽样脉冲到来时对两个低频信号的抽样值打、叫进行比较判决（判决规则同于包络检波法），即可还原出基带数字信号。图2222FSK相干检测方框图

过零检测法单位时间内信号经过零点的次数多少，可以用来衡量频率的高低。数字调频波的过零点数随不同我频而异，故检出过零点数可以得到关于频率的差异，这就是过零检测法的基本思想。过零检测法方框图及各点波形如图224所示。在图中，2FSK信号经限幅、微分、整流后形成与频率变化相对应的尖脉冲序列,这些尖脉冲的密集程度反映了信号的频率高低，尖脉冲的个数就是信号过零点数。把这些尖脉冲变换成较宽的矩形脉冲，以增大其直流分量，该直流分量的大小和信号频率的高低成正比。然后经低通滤波器取出此直流分量，这样就完成了频率一一幅度变换，从而根据直流分量幅度上的区别还原出数字信号“1”和“0”。wwvvvwvrWKUinJWLTLJ33JckJUJLk_k_k_k_IJ3JaJCk_knrnnnuLiuummTj\/图2.2.3过零检测法方框图及各点波形图差分检波法差分检波法的原理如图224所示，输入信号经接收滤波器滤除带外无用信号后被分成两路，一路直接送到乘法器(平衡调制器)，另一路经时延T送到乘法器，相乘后再经低通滤波器提取信号。解调的原理可作如下说明：设输入为Acos依)+勿)t它与时延汇之波形的乘枳为AcosQ,+3)t•Acos(@+3)(t-r)若用低通滤波器除去倍频分量，则其输出为V=(A?/2)COS(^0+d?)r可见，V是角频率偏移侬的函数，但却不是一个简单的函数关系。现在我们是当地选择了使c°sqr=°当(t^T=n/2时则有由1〃'=±1，当(t^T=n/2时¥=+(^/2)911COT¥=+(^/2)911COT当为T=一万/2时若角频偏较小：3々＜1,则有Va—(A72)3f当@T=%/2时V«+(A2V«+(A2/2)69f当纬7=一k/2时由此可见，当满足条件c0sqr=°及㈤时，输出电压V将与角频偏呈线性关系。这是鉴频特性所要求的。

差分检波法基于输入信号与延迟了的信号相比较，信道上的延迟失真，将同时影响相邻信号，故不影响最终的鉴频效果。实践表明，当延迟失真为0时，这种方法的检测性能不如普通鉴频法，但当有较严重延迟失真使，它的性能要比鉴频法优越。不过差分检波法的实现将要受条件cosqr=°的限制。图224图224差分检波原理S-FSK调制C=Blog2扩频通信的基本理论根据是信息理论中香农C=Blog2(1-2)式中：C——信道容量，b/s：B一一信道带宽，Hz；S——信号功率，W：N——噪声功率，Wo香农公式表明了一个信道无差错地传输信息的能力同存在于信道中的信噪比以及用于传输信息的信道带宽之间的关系。令C是希望具有的信道容量，即要求的信息速率，对(1-2)式进行变换(1-3)^«1对于干扰环境中的典型情况，当N时，用基级数展开(1・3)式，并略去高次项得CS—=1.44—(1-4)BN(1-4)NB=0.7C—0-5)由式(14)和(1-5)可看,出，对于任意给定的噪声信号功率比N/S,只要增加用于传输信息的带宽B,就可以增加在信道中无差错地传输信息的速率C。或者说在信道中当传输系统的信号噪声功率比S/N卜降时,可以用增加系统传输带宽B的办法来保持信道容量C不变。或者说对于任意给定的信号噪声功率比S/N,可以用增大系统的传输带宽来获得较低的信息差错率。若N/S=100(20dB),C=3kb/s,则当B=0.7x100x3=210kHz时，就可以正常的传送信息，进行可靠的通信了。这就说明了增加信道带宽B,可以在低的信噪比的情况卜.，信道仍可在相同的容量卜.传送信息。甚至在信号被噪声淹没的情况卜.，只要相应的增加信号带宽也能保持可靠的通信。如系统工作在干扰噪声比信号大100倍的信道上，信息速率R=C=3kb/s,则信息必须在B=210kHz带宽下传输，才能保证可靠的通信。扩频通信系统正是利用这一原理，用高速率的扩频码来犷展待传输信息信号带宽的手段，来达到提高系统抗干扰能力的目的。扩频通信系统的带宽比常规通信系统的带宽大几百倍乃至几万倍，所以在相同信息传输速率和相同信号功率的条件下，具有较强的抗干扰的能力。OFDM调制简介OFDM(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing)即正交频分复用技术，实际上OFDM是MCMMulti-CamerModulation,%载波调制的一种。其主要思想是：将信道分成若干正交子信道，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到在每个子信道上进行传输。正交信号可以通过在接收端采用相关技术来分开，这样可以减少子信道之间的相互干扰ICIo每个子信道上的信号带宽小于信道的相关带宽，因此每个子信道上的可以看成平坦性衰落，从而可以消除符号间干扰。而且由于每个子信道的带宽仅仅是原信道带宽的一小部分，信道均衡变得相对容易。OFDM原理OFDM中的各个载波是相互正交的，每个载波在一个符号时间内有整数个载波周期，每个我波的频谱我点、和相邻我波的发点:重叠，这样便减小/我波间的干•扰"I「我波间仃部分乖叠，所以它比传统的FDMA提高了频带利用率。赢1编码I1变换I1变换I1泣波I_'(B)调制器码解码「—iDFrr।变换「।滤婢(b)解调器图4用DFT实现的OFDM系统OFDM系统构造在OFBM传播过程中，高速信息数据流通过串并变换，分配到速率相对较低的若干子信道中传输，每个子信道中的符号周期相对增加，这样可减少因无线信道多径时延扩展所产生的时间弥散性对系统造成的码间干扰。另外，由于引入保护间隔，在保护间隔大厂最大多径时延扩展的情况卜，可以最大限度地消除多径带来的符号间干扰。如果用循环前缀作为保护间隔，还可避免多径带来的信道间干扰。OFDM的基带传输系统如图所示。

行入串输号制

符谑用/并并/事行入串输号制

符谑用/并并/事入护隔

插保问OFDM的基带传输系统在过去的频分复用（FDM）系统中，整个带宽分成N个子频带，子频带之间不重叠，为了避免子频带间相互干扰，频带间通常加保护带宽，但这会使频谱利用率下降。为了克服这个缺*,OFDM采用N个重总的子频带，子频带间正交，因而在接收端无需分离频谱就可将信号接收卜.来。OFBM系统的一个主要优点是正交的子载波可以利用快速傅利叶变换（FFT/IFFT）实现调制和解调。对于N点的IFFT运算，需要实施N2次复数乘法，而采用常见的基于的IFFT算法，其复数乘法仅为（N/2）log2N,可显著降低运算复杂度。在OFDM系统的发射端加入保护间隔，主要是为了消除多径所造成的ISI（子载波之间的正交性遭到破坏而产生不同子载波之间的干扰）。其方法是在OFDM符号保护间隔内填入循环前缀，以保证在FFT周期内OFDM符号的时延副本内包含的波形周期个数也是整数。这样，时延小丁保护间隔的信弓就不会在解调过程中产生ISL当调制信号通过无线信道到达接收端时，由于信道多径效应带来的码间串扰的作用，子载波之间不再保持良好的正交状态，因而发送前需要在码元间插入保护间隔。如果保护间隔大于最大时延扩展，则所有时延小于保护间隔的多径信号将不会延伸到下一个码元期间，从而有效地消除了码间串扰。当采用单我波调制时，为减小ISI的影响，需要采用多级均衡器，这会遇到收敛和复杂性高等问题。在发射端，首先对比特流进行QAM或QPSK调制，然后依次经过串并变换和IFFT变换，再将并行数据转化为串行数据，加上保护间隔（又称“循环前缀”），形成OFDM码元。在组帧时，须加入同步序列和信道估计序列，以便接收端进行突发检测、同步和信道估计，最后输出止交的基带信号。当接收机检测到信号到达时，首先进行同步和信道估计。当完成时间同步、小数倍频偏估计和纠正后，经过FFT变换，进行整数倍频偏估计和纠正，此时得到的数据是QAM或QPSK的己调数据。对该数据进行相应的解调，就可得到比特流。V7图一单个OFDM子带频谱V7图一单个OFDM子带频谱图二OFDM信号频谱OFDM提高频谱效率FDM/FDMA（频分复用/多址）技术其实是传统的技术，将较宽的频带分成若干较窄的子带（子我波）进行并行发送是最朴素的实现宽带传输的方法。但是为了避免各子载波之间的干扰，不得不在相邻的子我波之间保留较大的间隔（图（a）所示），大大降低了频谱效率。因此，频谱效率更高的TDM/TDMA（时分复用/多址）和CDM/CDMA技术成为了无线通信的核心传输技术。近几年由于数字调制技术FFT的发展，使F