开关电源中功率变换器拓扑、分析与设计

为了方便各位工程师的学习，可以扫描下方 扫 小功率开关功率变换器拓2014年041第一单元DC-DC功率变换DC-DCDC-DCDC-DC121：电源是什 --- 32：开关电源是电源中的一种，但是最有前途的电源，原因是 43：电源产品的种类53：开关电源的分类 笔记本电脑的Adapter------计算机内部的SilverBox和------复印机、传真机 6（3）：------ POL（PointofLoad）变换器VRM和---SIP和DIP 7A：一次电源产品 FPSSeriesofTHSeriesof8B：工业电源产品 —标准产品CPCISeriesof9C：工业电源产品 HWSSeriesofD：工业电源产品 DTSeriesofKWSeriesofE：工业电源产品 F：二次电源产品 （DC/DC）--标准转Full Half Half1/41/8G：二次电源产品 4：开关电源的组成DC-DC1：电源的高功率密度要求是开关型功率变换技术产生的直接--- ------因而开关型电源的主电路只能是电子开关和电抗性元件组成的高频开2：DC-DC功率变换器的

dton--- 3：稳压的基本原VoM(D,R,K其中：DTon R KK(L,fs fs 这个原理是实现各类开关电源产品输出稳压的基础，下面从不源产品的结构框图，来4：AC/DC开关型稳压电源的一般

dton

它直接将交流电网用二极管桥进行全波整流，再用一个大的输入电容将其滤波成含有2倍网频分量的

dton

化为BOOST变换器）。所以包含PFC的AC/DC开关电源的 5：DC/DC开关型稳压电源的一般

dton AC/DC这种方案的DC/DC采用二次电源模块（标准DC/DC开关电源为主，如半砖、1/4砖和1/8砖）实现。6：其它开关型功率变换产品 也是DC-DC变换 面的分析，这种方式构成的变频器，其功率变换电路依然是DC/DC功率变换器。DC-DC1：DC-DC功率变换可以追溯到上世纪50---2：DC-DC功率变换技术的历史发每个阶段的研究并不是孤立的，而是相互交叉、相互渗透的DC-DCDC-DC功率变换的研究内DC-基本DC-DC功率变换器拓从基本DC/DC功率变换器衍生的DC/DC功率变换器拓DC/DC功率变换器的拓扑综合技中大功率DC/DC功率变换器的软开关技DC/DC变换器的并DC/DC变换器的串DC/DC变换器的级联技术，等DC-电流型控制技术（峰值电流控制，平均电流控制，CCM/DCM控制V平方控制技DC-DC-DC/DC的稳态分析、设计与DC/DC的动态小信号分析、设计与DC/DC的动态大信号分析、设计与优化，等第二单元DC-DCBuckBoostBuckboost变换1何为基本DC-DC功率变

dton由上图可知，当输入和输出不需要时，一个最基本的DC-DC功率变换器，其组成只能有也必须）变换器，Boost（升压式）变换器和Buckboost（升降式）变换种获得DC-DC功率变换器在CCM下的稳态关系的简单方法电感电压的伏秒平衡定律。2电感电压的伏对于已工作在稳态的DC-DC功率变换器，有源开关导通时加在滤波电感上的正向伏秒一定等有源开关截止时加在电感上的反向伏秒因为

DTDTTttt

L L dIL

0tT

VL(t

ont

L10，VL2

VL2t2 L

L稳态时，必有 否则的话，电感电流会朝一个方向增加而使电感饱和，并致电路工作不正常所以

L

VL2L所以 VL2稳态时电感上的伏秒定律证明完毕341：Buck变换器的稳态电压

R

Vo Dton0D2：Buck变换器的--输出电压低于输入电压 --功率级的小信号特性非常优越

正向(VgVo)DTs反向伏秒：Vo(1所以：(VgVo)DTsVo(1有下列输入/输出稳态关Vo53：Buck变换器的稳态关系

MVoDMVo

VoMVgILIo 14K 14K/KR

Rg M4：Buck变换器用于补偿器设计的小信号传递函数1s1sQo1s1sQos2g0,iog0,io是所有DC-DC变换器中最简单的、也是最容易补偿的一个65：Buck变换器 #3 76：Buck变换 的特征---是电力电子中最庞大 --- 成员是开关电源产品中用得最多的成员---在产品中用得最多的成员是--三绕组去磁单正激变换器--二极管去磁双正激变换器--谐振去磁单正激变换器--有源去磁单正激变换器--相移控制全桥变换器--不对称控制半桥变换器--对称驱动半桥变换器--对称驱动全桥变换器--对称驱动推挽变换器87：Buck变换器本--多输出开关电源中辅路的后调变换器；等9Boost变换1：Boost变换器的稳态电压增益 S

Vo

1

Dton0D2：Boost变换器的特征 --功率级的小信号较差

正向伏秒：VgDTs反向(VoVg)(1所以gDTsVoVg)(1有下列输入/输出稳态关系Vo

13：Boost变换器的稳态关系总结

MVo 1

Vo14D2/14D2/

M

2

IgKR

Rg M4：Boost变换器用于补偿器设计的小信号传递函数Gvd(s)ˆoˆ

Vg（1ssg0,ioD21sQosg0,io比Buck变换器要难补偿，因为有右半平面零点5：Boost变换器 #2单开 #2

6：Boost变换 的特征--是电力电子中研究最少 --其它成员很少使用，因而对 的研究也非常少 1：Buckboost变换器的稳态电压增益D L

Io

Vo

D1

Dton0D2：Buckboost变换器的特征入电压、且与输入电压反向--输入电流断续--输出电流断续

正向伏秒：VgDTs反向伏秒：Vo(1所以VgDTsVo(1有下列输入/输出稳态关系Vo 13：Buckboost变换器的稳态关系总结

MVo 1KMVoK

VoIL(1MIgKR

Rg M4：Buckboost变换器用于补偿器设计的小信号传递函数Gvd(s)ˆoˆ

Vg（1ssg0,ioD21sQosg0,io比Buck变换器要难补偿，因为有右半平面零点5：Buckboost变换6:Buckboost变换 的特征--是电力电子中研究较少 2：其它变换器多为上述基本变换器的子电--它们都是以基本变换器为基础，因

其始租为Boost变换器

BoostBoost

Cuk变换器**Sepic变换器**就是对该中有

第三换器的拓扑结RCD反激DC-DC变换器总121：原理CS CS

R32:基本反激变换器不能工作的

IoRS 版本-- Buckboost变换器感，所以基本反激变换器是不能工作的，原因见下面4 i

N S

Io --每一个开关周期内，开关S导通时，二极管D截止，激磁电感Lm和漏感Lp被充电，能量，在开关S截止、二极管D导通时，激磁电感上储5 iS

N

Io

vgLstt情况A：特性阻

Lp/Lp/时，可能会使开关S过t6 Vo

Io

为：VDSS600V RDS(on)1.2 ID6.2A Coss160pF为满足器件上的稳态电压，选变压器的匝比VDS（稳态）VgNVo 40/12

可得稳态工作占空比：D所以原边激磁电感上的峰值电流为im1(1 (1 12.5(1如变压器的漏感为：Lp 则开关S上的峰值电压VDS（峰值）VgNVo

Lpim1642V

将因过压而损坏7 i

N

Io

vgLstS

tLp/Lp/时，可减小S上的电 t8例子同 则开关S上的峰值电压VDS（峰值）VgNVo

Lpim1586V

开关S可满足电压要求须外加一个吸收电路，来减小开关S上的尖峰电压如变压器的漏感仍为：Lp1uH，而在开关S两端外并一个电容使等效电容为：Coss1056 则开关S上的峰值电压VDS（峰值）VgNVo

Lpim1

开关S可满足电压要求Pon(cap)1CossVds2fs2

所以仅并大电容也不是解决办9 i

N S

IoR--吸收电路的损耗尽量小--吸收电路越简单越好1：原理SS

2:工作原理,特征与应Vg

vg2v

t外加一个第三绕组Nc和二极管 当：NcNp时，Dmax--三绕组吸收电路在基本反激变换器上增加了一条吸收支路，该吸收支关Ｓ断开瞬间所引起的电压尖峰，一NcNp且和原边双股并绕

i im

R

vg2vt考虑变压器的漏感和开关S的寄生电容后，支路箝位到2Vg。

tVo

N(1D)D

(0D

Vg

i im

RIg

Im

其中：N NcNc=

--

Vg

i im

伏秒平衡方程：--多用在小功率的AC/DC和DC/DC--RCD1：原

S

IoRNNCSR2:工作原理,特征与应

vgvgvm m Dc LpS

t外加RcCc、

--吸收电路与激磁电感、漏感、开关S构成一个Buckboost电路（如下页--如设计参数保证：（1）：吸收电容上的电压纹波很小（2）：吸收电容的电压大于NVo--上述条件下的波形如右上方，吸收电路的参数设计可由实验确

SVg

LpVgLPLm(ViRc

TsiDc(t)dtim1

1 1V

VgcNVot1Vc

Lp

Lpt1t

Vgto VcVcNVo sVc(VcNVo) s

MOSFET结电容忽略下的波Vo

CimSVcimSIg Im

其中：N D

imSCVg=Vgmin, -

- 伏秒平衡方程：--多用在小功率的AC/DC和DC/DC--1：原理

IoCS

Vg

N CN CSR有源吸收反激变换Vg

IoNN CSLCD吸收反激变换这两种吸收的反激变换器，因应用不多，不再展开1：原理 2:工作原理,特征与应

vv

Npi

vds1vds

22vgDc

Coss

采管后，可以提高变换器的效率，从而输出更大的功率。图中用两个二VoIg

N(1D)

(0D

Np

Im

Dc

i Coss其中：N Nc=

--

Np

Dc

i

oss

伏秒平衡方程：--反激DC-DC小于RCD吸收单反大于般小于大于般小于LCD吸收单反大于般小于般第四单元反激变换器的反激变换器在CCM反激变换器的CCM/DCM边界确反激变换器在DCM11：反激变2

R Rc S--负载用纯电阻表示--一般 调试时经常用3：CS

--负载用电流源表示--多数恒压输出的开关电源可用这种负载模拟4DCS

--负载用电压源表示--多数恒流输出的开关电源可用这种负载模拟52：反激变换器在CCM下的稳态分6-1DCSR7SStIo/[N(1-8 S

CMode1[t0-C CRMode2[t1-

模式[1]：储能模式[t0-模式[2]：传能模式[t1-9VgDTsNVo(1VoIm

其中MVo 为稳态电压增益g N(1gNIgRg

M

3：反激变换器的CCM/DCM边界确CCMCCMddDCSRCCM：Im1Im22

Imp为激磁电感电流的峰ddd* d*ddd* d*CCM/DCM边界有：Im1Im2

ddd*

d*StSt ids- Imp

ImLmL

1

IgT

ids(t)dt

TsDs 1

NVgD(1Io id(t)dt TsN(1D)

3-3：CCM/DCM边界条件的推

St St ids-

ImLmL

T1TIg ids(t)dts

TsD1 NVgD(1IoT

id(t)dt s N(1D)VgDTsNVo(1Vo

Ig

Im

3-3：CCM/DCM边界条件的推

IoNVgD(1D)Ts St St ids-V

o N（1所以CCM/DCM边界条件KN21D2 2D2

N R其中：KR

对应工作点下的变换器效率：CCM/DCMKNN

KN2LN2(1

即：KK

msNR或：RN

如：KNKN2(1D)2KN2(1D)2KN2(1D)2

为为CCM/DCM边：CCM/DCM边界条件在电流DCS

CCM/DCMCCM/DCMVg

N

dVg

------A-1：CCM/DCM边界条件一般电流型负载，输出电压稳压

电流型负载

CCM/DCMK21D2FK

D 1VgK2LmfsIoL

F(Vg,Vo)N

N(1NVo/Vg)

(1NVo/Vg从上述方程可以推导出图中的CCM/DCM边界方程为

C

Vg

dVg

(

S：CCM/DCM边界条件方程推 电流型负载K N2Vg(VgNVo)N2VgK

(VgNVo)

CCM/DCMN2Vg2V 2NVoVgNKN

1)Vg22NVoVgN2Vo2K

N 4N4Vob24ac(2NVo)2K

1)N2Vo2KVg

b b2o 2No

N N KNVo NVo

N2N K

N2K

NK)(

( ( 1) ：CCM/DCM边界条件方程推 电流型负载 因为

dVg

( K

又因为

(

( K

(2

)

因为K21所以KNKdK2Lmfs 所以

dVg

CCM/DCM因在边界线上有K21

K121

1K D这是因为 K1 D1

1Vg所以在边界线右边区间的工作点为CCM，在边界线左边区间的工作点为DCMA-3：CCM/DCM边界条 电流型负载

CCM/DCM边

CCM/DCM边

：CCM/DCM边界条件在电压负载下的示意图Dmax S

C

CCM/DCM边CCM/DCM边Vg

dVg

------A-1：CCM/DCM边界条件一般电压型负载，输出电流稳流K21D2FK

电压型负载

CCM/DCM边 F N

D1VgK2LmfsIo

g,VoL) (1NVoL/VgN

(1NVoL/Vg从上述方程可以推导出图中的CCM/DCM边界方程为

L

D

C

Vg

(

dVg

S：CCM/DCM边界条件方程推 电压型负载K N2VgN2Vg2(V

gNVoL)N2Vg 2NVoLVgNK2( 2K

2

N

o2LN 4N4Vb24ac(2NVoL)2K

1)N

oL2 KVg

b b2oL 2NoL

N N KNVoL NVoL

N2N K

N2K

NK)(

( ( 1) ：CCM/DCM边界条件方程推 电压型负载 因为

dVg

( K

N( 1)

d( K d(N d(N

又因为：

3 [N( 2 V3

因为K21

2 2

如 DN所以

N(

K N NKdVg

N

N 22所以

A-2：CCM/DCM边界区间分 电压型负载K21

CCM/DCM边 K121

1K D这是因为K1

D1

1Vg所以在边界线右边区间的工作点为DCM，在边界线左边区间的工作点为CCMA-3：CCM/DCM边界条 电压型负载

Dmax

CCM/DCM

CCM/DCM边

3-5：CCM/DCMVo

MVoV

为稳态电压增益Im

N(1Nd

IgRg

M

Imp2与CCM下的稳态关系完全一致4：反激变换器在DCM：DCM下的典型波形StStidsDCSR：DCM稳态关系的推S

gImpVg Img

D(D

1

IgT

ids(t)dt s1

NV gIo id(t)dt g

Ts VgDTs MVo

DKDK

DVg ids

、 的表达式IgImMIoN：DCMVo Ig

MVoKR

KNKImMIoRg MDCMCCM11：DCM反激在电流负载下的功率级设2DCS

Vg--输入电压范围：VgVgmin~Vg IoL

--功率级满载效率

1（低限）， IoL 3第一步：设计变压器：根据主管

V

VgN

Lm

N2(1D

R其中Rmin

IoLmax

Dmax 411DWaAc

Po

Dmax]1063其中：PomaxVoIoL 3BmBmax 为最大工作磁密J为绕组的电流密度（A/ ） 为铁芯的窗口系数（0.4）fs为开关频率（Hz）Wa为铁芯的窗口面积（ ）Ac为铁芯的截面积（ ）5变压器面积积公式的推导过vp(t) dTdTBLmim(t)Np(t)AcLmim(peak)108 2IoLN(1D

B(t

dT

2IoLN(1t

BHLm

N2(1Dmax)21

R

BVo(1Dmax)108NsBmax6变压器面积积公式的推导过I I

Np

J

vp(t)I

DmaxIoL

I

IoLpri(

N(1D

sec(rms 1

dTdT

2Ioip2Io

dT2IodT1N(1DN(1DWa

Ns DmaxIoLmax IoL 3 1D 1DWaAc

Po 1Dmax

7(WaAc)铁芯WaAc)NsVo(1Dmax)AcBmaxNpN

0Np2 0Ns2Ac21g (1Dmax)2R其中：04109H8IIpriII

DmaxIoL3N3N(1D IoL 1Dr(single)75 S(single)r2(sinInpns

pri(rmsJS(sinIIJS(sin9ppB(t2IoN(1dBdTvBm

Vo(1D

108BmaxBm--验算铁芯的窗口系数 --计算变压器的铁损 2IoLN(1D2IoLN(1Dtt

IVV

NVoVg

DIDI N(1 N(1D

IoL第三步：确定副边功率二极

IdVV

VgmaxN

IId

IoL2IoL 2IoL IoLtt第四步：设计输出滤波电

IoLIoLtcCttVVc(peak

电容的电 CCminDmaxIoLRcRcmax(1D2IoL为满足ESRESR ，所需的电容C几百个Cmin并所以输出电压的纹波主要由电容的ESR决定DCS

--输入电压范围：VgVgmin~Vg IoL

（低限），2（高限第一步：设计变压器：根据主管

V

VgN

Lm

N2(1D1

R其中Rmin

Dmax

11Vgmin/LWaAcPo

Dmax]F(L)1061D1D其中：PomaxVoIoL BmBmax 为最大工作磁密J为绕组的电流密度（A/ ） 为铁芯的窗口系数（0.4）fs为开关频率（Hz）Wa为铁芯的窗口面积（ ）Ac为铁芯的截面积（ ）F(L)1L/变压器面积积公式的推导过Lmim(t)Np(t)

vp(t)sd BB(tB11

BHAc

Lmim(peak)108

ip(t

im(Nim(其中

m(peak)(1)2LmAcDVgF()108NpBmax

BVo(1Dmin)108

变压器面积积公式的推导过

N(1DVgN(1Ac(1D)VoF(108(cmNsBAc(1Dmax)VoF(L)108(cm)NsBmax1F(L1L

LIm（低限满载

Dmax

IoL1

Rmin

IoLmax11Vgmi