光伏并网逆变器控制策略与仿真研究

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精益求精，善益求善。光伏并网逆变器控制策略与仿真研究摘要摘要PAGEPAGE57摘要编号：毕业设计(论文)说明书题目：光伏并网逆变器控制策略与仿真研究院（系）：机电工程学院专业：电气工程及其自动化学生姓名：学号：0700120214指导教师单位：机电工程学院姓名：范兴明职称：副教授2011年05月30日摘要光伏并网发电能有效的利用清洁的太阳能资源，并将其高效馈网。到2007年年底，全国光伏系统的累计装机容量达到100MW，并已初步建立起从原材料生产到光伏系统建设等多个环节组成的完整产业链，呈现出一片繁荣景象。本设计针对光伏并网过程中的直流升压、SPWM波形产生、同步锁相、逆变并网动态过程、研究了基于电网特点的FIR数字滤波、交流采样和稳定直流母线电压的数字PID控制器等技术提出了相应的控制策略并进行Simulink动态仿真，研究工作对光伏并网逆变系统实验与设计理论上具有一定指导作用。同时采用基于模型嵌入式的设计理念，通过使用Matlab提供的EmbeddedTargetforTIC2000以及DSPTexasInstrumentsExpress工具建立Simulink模型。进一步利用CCSLink调用第三方编译软件CCS，通过实时工作站（real-timeworkshop）和TI开发工具将Simulink模型转换为实时C代码，EmbeddedTargetforTIC2000DSP提供了Matlab和Simulink与TexasInstrumentsExpress工具、TIC2000DSP集成在一起进行系统开发的手段。通过实时工作站（real-timeworkshop）和TI的开发工具将Simulink模型转换变成为实时C代码。这种基于模型的嵌入式设计技术，能够自动产生高效的程序代码。相比传统的设计方法：不需要设计者熟练掌握DSP内部复杂的寄存器的位设置，免除手写程序代码及验证的繁琐；有助于工程师进行系统级设计，并解决设计中存在的问题，可显著地简化并缩短基于C2000处理器的系统设计过程，使工程师可以更专注于优化控制算法的开发。本文最终给出了低压的模拟样机，具有结构简单、价格低廉等优点。能方便的对所研究和制定的控制策略进行验证。实验表明采用代码自动生成技术极大地加快了单相桥式逆变器系统的开发进程。运行测试证实：自动生成代码的可靠性和效率完全可以得到保证。这充分地展现了一体化系统设计方法在电力电子装置中应用的光明前景。关键词：光伏逆变；Simulink代码生成；FIR数字滤波；PID控制器；SPWMAbstractPhotovoltaicpowergenerationcaneffectivelyusingcleansolarenergyresourcesanditsfeednetwork.Bytheendof2007,thetotalinstalledcapacityofPVsystemshadreach100MW,andestablishedacompleteindustrialchainthatincludeProductionofrawmaterialstoconstructionofPVsystems,whichpresentsflourishing.ThedynamicsprocessofDCboost,SPWMgenerator,SPLL,inverterandgrid,baseonthecharacteristicsofgridtodesignFIRdigitalfilter,ACsamplingandDCbusvoltagestabilityofdigitalPIDcontrolEtchasbeendesignedinthisresearch.AndcorrespondingcontrolstrategyandtheSimulinkdynamicsimulationarepresentedalso,researchonphotovoltaicinvertersystem,havebeenusedtoguideforexperimentandtheorydesign.AtthesametimeaSimulinkmodelcanbecreatedusingmodel-basedembeddedtechnology,withtheMatlabEmbeddedTargetforTIC2000andDSPTexasInstrumentsExpresstool.FurtherCCScouldbecalledbyCCS-Link,usingreal-timeworkshopandtheTIdevelopmenttools,real-timeCcodewillbeturnedintoSimulinkmodel,EmbeddedTargetforTIC2000DSPprovideawayforMatlabandSimulinkwithTexasInstrumentsExpressTools,TIC2000DSPintegratedsystemsdevelopment.realtimeworkshopandtheTIdevelopmenttoolswillbeconvertedSimulinkmodelintoreal-timeCcode.Efficientcodecanbegeneratedautomaticallybyusingmodel-basedembeddeddesigntechnology.Comparedtotraditionaldesignmethods:DesignersdonotneedtoproficiencyincomplexityoftheregisterwithintheDSPbitsettings,theprocessofhand-writtencodeandverifyingisreduced;whichhelpengineersforsystem-leveldesignandsolvingdesignproblems,significantlysimplifyandshortentheC2000processor-basedsystemdesignprocess,whichallowsengineerstoconcentrateonthedevelopmentofoptimalcontrolalgorithms.Thelow-voltageprototypewithsimplestructure,lowcostcharacteristichadbeengiveninthepaperfinally.Itcanbedevelopedtostudyandverifycontrolstrategyeasily.Automaticcodegenerationtechnologyhasgreatlyacceleratedthesingle-phasebridgeinvertersystemdevelopmentprocesswasprovidedinthispaper.Andauto-generatedcode,reliabilityandefficiencycanbeguaranteedbyconfirmingwiththetests.Itfullydemonstratedtheintegratedsystemmethodbrightfutureintheapplicationofpowerelectronic.KeyWords:PVinverter;Simulinkcodegeneration;FIRdigitalfilter;PIDcontroller;SPWM目录引言 11 绪论 21.1 逆变并网器分类与发展 21.2 逆变并网器作用 31.3 逆变并网器结构特点 31.4本设计结构特点 41.5本课题主要工作 42 逆变并网器各部分设计 52.1 DC-DC变换器 52.1.1隔离型DC-DC变换器 52.1.2不隔离型DC-DC变换器 52.2 直流母线电压PID控制器设计 62.2.1PID参数整定常用方法 72.2.2利用Matlab中Simulink进行PID参数整定 82.3 SPWM逆变控制技术 92.4 数字滤波器的设计 102.4.1电网信号的特点： 102.4.2FIR滤波器设计： 102.4.3DSP中实现 132.5 同频同相控制的方法分析 132.6 交流采样技术分析 142.6.1最大值交流采样测量方法 142.6.2纯计算法 142.7 逆变并网锁相环设计 152.7.1指针归零法 153 Simulink动态仿真 173.1 DC-DC直流升压模块仿真 173.2 DC-DC直流升压PID控制设计 183.3 逆变并网器并网仿真 223.3.1MPPT算法仿真 223.3.2锁相环仿真 244 逆变并网仿真硬件部分 254.1 TMS320F2812最小系统板设计 254.1.1电源管理模块 254.1.2CY7C1041CV外部RAM扩展 254.1.3JTAG接口电路设计 264.2 外围信号调理电路 264.2.1信号跟随电路 274.2.2信号限幅电路 274.2.3锁相电路 285 基于Simulink模型嵌入式控制系统设计 295.1 SPWM波形发生设计 295.2 交流有效值测量 315.3 同步锁相设计 315.3.1SPWM和软件同频锁相Simulink建模 326 总结 34谢辞 35参考文献 367 附录 377.1 附录一：Simulink生成的PID程序 377.2 附录二：Simulink生成的SPWM程序 397.3 附录三：MPPT算法S函数 447.4 附录四：同频锁相生成代码 467.5 附录五：IQmath精度转换范围Q值对应表 527.6 附录六：低压模拟样机实物 527.7 附录七：DSP最小系统原理图及PCB 537.8 附录八：信号调理电路原理图及PCB 54引言随着“绿色环保”概念的提出,以解决电力紧张及环境污染等问题为目的的新能源利用方案得到了迅速的推广,因而研究可再生能源回馈电网技术具有十分重要的现实意义。可再生能源若能有效地回馈到公用电网中,不仅可缓解能源短缺的压力,还可改善环境,提高经济效益。可靠、高质量地将可再生能源产生的电能输送到电网中是研究可再生能源回馈电网技术关键。因此,起着电能变换作用的并网逆变器成为了研究的重点。逆变器就是把直流电能转变成交流电，一般为220V50Hz正弦或方波。然而这种逆变器将对公网产生严重的谐波污染，导致电能质量严重下降。特别是三次谐波会产生特别高的中线电流，甚至会超过相电流值，因此造成电器设备寿命大为减短，电网过热，甚至可能引起火灾。SPWM就是在PWM的基础上改变了调制脉冲方式，脉冲宽度时间占空比按正弦规率排列，这样输出波形经过适当的滤波可以做到正弦波输出。它广泛地用于直流交流逆变器等，在变频器领域被广泛的采用。SPWM主要可通过硬件调制方法，以及软件生成法。硬件调制法原理就是把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波,通过对载波的调制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波作为载波，当调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM波形；而随着微机技术的发展，使得用软件生成SPWM波形变得比较容易,因此,软件生成法也就应运而生。软件生成法其实就是用软件来实现调制的方法。正因如此近年来，逆变及变频控制方式的数字化已经成为趋势，随着高性能DSP芯片不断涌现，更进一步促进了各种数字式控制策略的发展，极大提高逆变器的各种性能。在TI的C2000系列的DSP控制芯片中，TMS320F2812无论在内部结构还是控制接口上，都达到了较高水平，在其足够的硬件资源基础上，用户只需要添加少数的外围器件，便可很方便地构成逆变控制系统。在并网发电系统中，并网电流需要与电网电压实现同频、同相，电网电压的相位和频率检测至关重要，电网电压的同步锁相技术可以提高系统电网电压检测的精度、稳定性和抗干扰能力。TMS320F2812器件包含了捕获单元，利用此捕获单元可以捕获电网电压的过零点时刻，通过锁相技术，产生同步正弦基准信号。本文针对逆变并网技术点创新结合Matlab的EmbeddedTargetforTIC2000DSP基于模型的嵌入式设计，并由Simulink模型生成实时C代码。并设计了一套TMS320F2812最小系统板，及其外围信号调理验证电路。绪论逆变并网器分类与发展随着微电子与信息技术的发展，应用速度快速发展。对电源品质的要求越来越苛刻。但在某种程度上全世界均面临电力供应不足或不稳定的威胁，由于公共电网无法保证提供高品质的稳定电源，而逆变并网器能够根据电网情况，动态调节有功无功，因此逆变并网器将成为电力系统不可或缺的设备[1]。逆变器主要分两类，一类是方波逆变器，另一类是正弦波逆变器。方波逆变器输出的则是质量较差的方波交流电，其正向最大值到负向最大值几乎在同时产生，这样，对负载和逆变器本身造成剧烈的不稳定影响。同时，其负载能力差，仅为额定负载的40－60％，不能带感性负载。如所带的负载过大，方波电流中包含的三次谐波成分将使流入负载中的容性电流增大，严重时会损坏负载的电源滤波电容。针对上述缺点，近年来出现了准正弦波（或称改良正弦波、修正正弦波、模拟正弦波等等）逆变器，其输出波形从正向最大值到负向最大值之间有一个时间间隔，使用效果有所改善，但准正弦波的波形仍然是由折线组成，属于方波范畴，连续性不好。正弦波逆变器输出的是同我们日常使用的电网一样甚至更好的正弦波交流电，因为它不存在电网中的电磁污染。总括来说，正弦波逆变器提供高质量的交流电，能够带动任何种类的负载，但技术要求和成本均高。方波逆变器的制作采用简易的多谐振荡器，其技术属于50年代的水平，将逐渐退出市场。微电子技术的发展为逆变技术的实用化创造了平台，传统的逆变技术需要通过许多的分立元件或模拟集成电路加以完成，然而随着逆变技术复杂程度的增加，所需处理的信息量越来越大，而微处理器的诞生正好满足了逆变技术的发展要求，从8位的带有PWM口的微处理器到16位单片机，发展到今天的32位DSP器件，使先进的控制技术如矢量控制技术、多电平变换技术、重复控制、模糊逻辑控制等先进的控制算法在逆变领域得到了较好的应用。总之，逆变技术的发展是随着电力电子技术、微电子技术和现代控制理论的发展而发展，进入二十一世纪，逆变技术正向着频率更高、功率更大、效率更高、体积更小的方向发展[2]。为此本设计方案采用DC-DC-AC结构能有效提高效率、同时由于采用高频直流升压技术使逆变并网器体积更小，安全性能大大提高；并针对动态系统的试验问题提出了利用Simulink的参数估计功能，使理论模型根据实验数据进行数值参数估计，从而达到理论模型充分接近实际实验环境；同时应用SPWM技术降低对电网的谐波污染到最低；而基于模型设计的嵌入式开发理念，更为逆变并网器的开发试探了一条稳定迅速的开发方式。逆变并网器作用图1-1电网中的逆变并网器由图1-1我们可以看出相对于传统电网含有逆变并网器的电网，逆变并网器可以划归为用户组，它即可在电网电能富余时将电网能量暂时储存于蓄电池中以待用电高峰时向电网提供有功功率，也可将常见的集中绿色能源经过整流器以直流电能的形式存储于蓄电池，并在电网出现故障后检测出电网故障，及时断开电网连接，避免孤岛效应，以减少人员设备损害。逆变并网器结构特点图1-2常见逆变并网器结构逆变器是通过半导体功率开关的开通和关断作用，把直流电能转变成交流电能的一种变换装置，是整流变换的逆过程。按逆变方式可以粗略分为两类：其一DC-AC-AC；其二DC-DC-AC。前者先将蓄电池中的12V直流能量逆变成低压12V50Hz交流能量，在经过工频变压器，最后升压变换为220V/380V交流电能并入电网中。然而这种逆变器结构由于采用工频变压器，工频变压器由于工作频率低电磁转换效率低，如果逆变并网器功率提高工频变压器体积将非常庞大。后者则是先将蓄电池中的直流能量，通过高频直流逆变装置从12V变换为直流母线中400V直流电压，再从直流母线中的400V直流电斩波形成50Hz交流电向电网中提供有功。本设计方案采用DC-DC-AC结构能有效提高效率、同时由于采用高频直流升压技术使逆变并网器体积更小，安全性能大大提高；并针对动态系统的试验问题提出了利用simulink的参数估计功能，使理论模型根据实验数据进行数值参数估计，从而达到理论模型充分接近实际实验环境；同时应用SPWM技术使对电网谐波污染降低到最低；而基于模型设计的嵌入式开发理念，更为逆变并网器的开发试探了一条稳定迅速的开发方式。1.4本设计结构特点图1-3本设计结构框图本设计针对当前电网特点，以及并网逆变器常用技术，设计出具体结构框图，如图1-3。在微处理器TMS320F2812的控制下，从电源处采用最大功率点追踪（MPPT）算法以最大功率想蓄电池充电。再从蓄电池中通过高频直流升压，使蓄电池中12V直流电升压为直流母线400V以达到并网要求中跟踪电网电压幅值要求。在采集电网电压过零信号，调节SPWM波形中的相位实现并网要求中的锁相目的。期间还穿插数字PID算法以保证直流母线电压恒定。FIR数字滤波算法减少电网中谐波对于测量的干扰。1.5本课题主要工作本设计通过查找光伏逆变并网的相关资料，在了解其工作原理后，再加上自己的理解和设计的要求，设计基于Simulink逆变并网模型控制策略，具体工作如下：通过查找相关逆变并网器控制相关资料，了解逆变并网器外围硬件结构；阅读有关逆变并网原理及Matlab的技术资料，了解其控制方法。从说查阅的资料中比较各种方案的特点，最终确定设计所采用的方案。使用Simulink对设计逆变并网器外围硬件拓扑电路图，包括DC-DC直流升压电路，逆变桥臂进行动态仿真。使用SimPowerSystems工具箱结合Matlab对设计的SPWM、MPPT、数字PID、数字滤波器FIR、RMS、SPLL等控制算法进行仿真测试。使用RTW对建立好的Simulink控制策略模型进行在TMS320F2812平台上的代码生成。设计出模拟样机对生成代码进行半物理仿真及调试逆变并网器各部分设计DC-DC变换器如图1-2是常见的逆变器并网主电路拓朴结构，第一种采用了工频变压器作为逆变器主电路功率开关元件输出与负载电压的匹配和隔离，这种工频逆变技术具有功率可双向流动、可靠简单、高效率、无直流分量输出等优点，但由于工频变压器的存在，往往逆变器的功率密度小、体积大、笨重，在小功率场合往往使用很不方便，而高频环节逆变技术用高频变压器替代了工频变压器，具有体积小，重量轻、价格低廉等优点。而带有高频环节的逆变并网器中DC-DC变换器又可分为隔离性DC-DC变换器与不隔离型DC-DC变换器。隔离型DC-DC变换器图2-1常见逆变并网器结构DC-DC变换器是通过半导体阀器件的开关动作将直流电压先变为交流电压，经整流后又变为极性和电压值不同的直流电压的电路，这里要阐述的是中间经过变压器耦合的直流间接变换电路。DC-DC变换器在将直流电压变换为交流电压时频率是任意可选的，因此使用高频变压器能使变压器和电感等磁性元件和平波用电容器小型轻量化。如今，随着半导体阀器件的进步，输出功率为100W以上的电源实际上采用的开关频率都在20～500kHz，MHz级的变换器也在开发研究之中。而且，通过变换频率的高频化，可以使平波用电容的容量减小，从而能够使用陶瓷电容等高可靠性的元件。而且，本章在举例阐述动作原理进是采用双极功率晶体管、IGBT、MOSFET等开通关断可控的器件作为直流电压变换为交流电压的半导体阀器件，使用最多的还是MOSFET。不隔离型DC-DC变换器不隔离型直流斩波器直流变换装置是使用半导体阀器件以很高频率将直流电反复开通关断，中间不经过交流环节而进行变换的装置，称为直流直接变换电路或直流斩波器。本节阐述直流斩波电路，这种电路不使用变压器仅靠高频的开通关断动作将某一数值的直流电压直接变换为另一不同数值的直流电压。根据输入和输出之间连接的开关器件、二极管、电抗器等位置的不同，可以构成三种斩波电路：①降压斩波器，②升压斩波器，③升降压斩波器（反极性斩波器）。如图2-2所示为集中常见的斩波电路设置形式。（a）（b）（c）图2-2常用斩波电路综上所述，考虑到稳定性，若电网发生故障所产生的故障电流电压会对不隔离型DC-DC变换器造成毁灭性的影响，轻则造成逆变并网微控制器烧毁，重则带来人员和财产的损失；不隔离DC-DC变换器需要大容量电容，在现有制造工艺水平基础上，大容量电容将使成本和体积急剧增加；不隔离DC-DC变换器效率往往会低于隔离型DC-DC变换器；此外不隔离DC-DC变换器往往需要较高的开关频率，否者无法提供较为稳定的直流母线电压以及稳定的输出功率；考虑上述原因，结合稳定性、安全性、以及效率等因素采用隔离型DC-DC变换器作为本次逆变并网器设计的高频直流升压部分的拓扑结构[2]。直流母线电压PID控制器设计作为直流母线400Ｖ电压必需具有一定的稳定性，不应该随着负载的变化或电池电压的改变而产生波动。因此必然需要用到反馈的概念。反馈理论的要素包括三个部分：测量、比较和执行。测量关心的变量，与期望值相比较，用这个误差纠正调节控制系统的响应。图2-3PID控制原理框图PID（比例-积分-微分）控制器作为最早实用化的控制器已有50多年历史，现在仍然是应用最广泛的工业控制器。PID控制器简单易懂，使用中不需精确的系统模型等先决条件，甚至在数学上已经证明PID控制器对于一阶与二阶环节为最优控制算法，因而成为应用最为广泛的控制器。同时由于PID控制器可以实现无差调节，其优异的动态稳态特性，以及方便灵活的参数整定方法。因此在逆变并网器中直流母线的电压控制选择PID控制算法。PID控制器分为模拟控制器和数字控制器，模拟控制器以其结构简单易于实现，在控制领域初期占据了非常重要的地位，然而由于模拟PID控制器由分立元件组成，各元件之间由于参数差别，外部温湿度的环境变换，很大程度的影响了模拟PID控制器的控制性能。随着大规模集成电路和微控制器技术的发展，因此数字PID控制器正逐步取代模拟PID控制器。看起来PID算法原理虽然简单，然而要在实际工程中设计出一个性能良好的PID控制器并不是容易的事情。首先如何确定PID参数，即如何对Kp、Ki、Kd三个参数进行整定。当然也许之前的项目工程中有过类似的PID控制器的设计，你可以将其经验PID参数继承下来，只需要你在硬件基础上对PID参数进行微调就可以了，然而如果被控对象过于复杂，手动调节就变得很艰难了，可能由于在手动调节的过程中使系统处于危险的工况。甚至不好的控制算法会把硬件摧毁。PID参数整定常用方法凑试法按照先比例（P）、再积分（I）、最后微分（D）的顺序。先设置调节器积分时间=∞，微分时间=0，在比例系数按经验设置的初值条件下，将系统投入运行，由小到大整定比例系数。求得满意的1/4衰减度过渡过程曲线。引入积分作用（此时应将上述比例系数设置为5/6）。将由大到小进行整定。若需引入微分作用时，则将Td按经验值或按=（1/3～1/4）设置，并由小到大加入。临界比例法在闭环控制系统里，将调节器置于纯比例作用下，从小到大逐渐改变调节器的比例系数，得到等幅振荡的过渡过程。此时的比例系数称为临界比例系数，相邻两个波峰间的时间间隔，称为临界振荡周期。临界比例度法步骤：1、将调节器的积分时间置于最大（=∞），微分时间置零（=0），比例系数 适当，平衡操作一段时间，把系统投入自动运行。2、将比例系数逐渐增大，得到等幅振荡过程，记下临界比例系数和临界振 荡周期值。3、根据和值，采用经验公式，计算出调节器各个参数，即、和的 值。按“先P再I最后D”的操作程序将调节器整定参数调到计算值上。若还不够满意，可再作进一步调整。临界比例度法整定注意事项：有的过程控制系统，临界比例系数很大，使系统接近两式控制，调节阀不是全关就是全开，对工业生产不利。有的过程控制系统，当调节器比例系数Kp调到最大刻度值时，系统仍不产生等幅振荡，对此，就把最大刻度的比例度作为临界比例度Ku进行调节器参数整定。经验法用凑试法确定PID参数需要经过多次反复的实验，为了减少凑试次数，提高工作效率，可以借鉴他人的经验，并根据一定的要求，事先作少量的实验，以得到若干基准参数，然后按照经验公式，用这些基准参数导出PID控制参数，这就是经验法。利用Matlab中Simulink进行PID参数整定另外值得注意的是在PID控制器设计的过程中，必需考虑如何抗积分饱和。因为如果具有积分环节的控制器，只要被控量与设定值有偏差，他的输出就会不停的变化。如果由于某种原因，比如说系统故障，被调量偏差一时无法消除，然后控制器还是要试图校正这个偏差结果经过一段时间之后，控制器输出将进入深度饱和状态这种状态称为积分饱和，进入深度积分饱和的控制器要等被调量偏差反向以后才能慢慢从饱和状态中退出来，所以为了避免危险或者是控制品质变坏，在设计控制器的时候必须要考虑抗积分饱和的问题第二，是微分环节的近似。纯微分作用在实际中是不可能实现的，所以必须考虑到微分作用在控制器设计过程中的近似。当设计好PID算法之后，为了将它应用到实际的控制系统中去需要对算法进行定点化和离散化处理，以便将算法做到真实的硬件处理器中以做到精确的控制。然而手动调节是纯粹的试凑过程，耗费时间而且不系统化。很有可能无法达到优化设计，甚至导致危险的结果。而且永远都无法确定的算法设定是不是系统的最优设计。此外基于规则的调试需要大量的工作，或者根本无法达到设计指标。这种方法无法对高阶系统以及带有延时环节的控制器系统进行有效的设计，而且设计出的算法是连续域的还需要手动切换为离散域的。Matlab的Simulink为解决此类方案提供了全新的PID调节算法和GUI模块。利用该工具可以轻易实现从PID调节器的参数整定，到调节器定点化、离散化，甚至直接根据目标微处理器的嵌入式C代码生成。SPWM逆变控制技术通过以上步骤，我们能够在直流母线上得到稳定的400V直流电能，然而只有当逆变器输出与电网电压信号同频同相的正弦波才能符合并网要求。这就需要使用SPWM逆变控制技术。我们知道如果冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同。而SPWM法就是以该结论作为理论基础。用脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆变电路中开关器件的通断,使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等,通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值。图2-4控制单臂桥式的SPWM双脉冲产生原理正弦波脉宽调制的实现分为电压正弦PWM磁通正弦PWM（即空间电压矢量SVPWM）和电流正弦PWM（通常有滞环比较控制和无差拍控制）。通常所说的SPWM技术主要指电压正弦PWM技术，它可以由模拟电路、数字电路或大规模集成电路芯片来实现，由于微处理器技术的不断发展，数字化PWM的方法发展迅速，本节所介绍的就是数字化SPWM的原理及实现。正弦波脉冲调制（SPWM）其工作原理是将正弦半波N等分，然后把每一等分的正弦曲线与横轴所包围的面积用一个与此面积相等的等高矩形脉冲来代替，矩形脉冲的中点。与正弦波每一等分的中点重合。根据采样控制理论的一个重要的结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同。把输出波形进行傅里叶变换分析，则其低频段特性非常接近，仅在高频段有差异。这样，N个等幅、不等宽的矩形脉冲所组成的波形就与正弦的半周等效。图2-4显示了控制单臂桥式的SPWM双脉冲产生原理，载波信号为三角波与正弦调制信号相比较当调制信号大于载波脉冲是脉冲1为高同时脉冲2为低。引入通信中的“调制”概念，将所期望的波形（正弦波）作为调制波，而受它调制的信号称为载波。载波频率（又叫开关频率）fc与调制波（正弦波）频率fr之比（N=fc/fr）称为载波比。通常用锯齿波、等腰三角形波作为载波。若以正弦波作为调制波去调制三角载波，由它们的交点时刻确定逆变器的开关模式。例如，正弦波大于载波的部分，输出正弦脉冲去开通某一个主电路中功率开关器件；正弦波小于载波部分，输出负脉冲去关断该开关器件，则逆变器输出为宽度按正弦规律变化的电压脉冲[3]（SPWM波形）。数字滤波器的设计逆变并网器能有效地将各种形式的绿色能源向电网输送。在设计逆变并网器时，为了减少对电网的污染，就要求产生与电网同频、同相的交流电，使并网逆变器的功率因数接近于1。数字滤波器能将采样的电网信号中的高频信号滤除，减少逆变并网器由于采样误差造成的谐波污染。数字滤波器按单位脉冲响应h（n）的长度分类可分有限脉冲响应（FIR）滤波器和无限脉冲响应（IIR）滤波器。两者各有优缺点：IIR滤波器能以较低的阶次获得相同幅度滤波性能，但一般为非线性相位；FIR滤波器单位脉冲响应是有限长的，系统必定稳定，且可以做成严格的线性相位。而MATLAB为数字滤波的研究和应用提供了一个直观、高效的实验环境，其信号处理工具箱，以及各种数字滤波器的函数更是为高阶的数字滤波的设计提供了可能。电网信号的特点：电网基频为50±1Hz，故有用信号频率为50±1Hz，电网信号中除了基频信号外还有谐波。产生谐波的根本原因是由于给非线性阻抗特性的电气设备供电的结果。这些非线性负荷在工作时向电源反馈高次谐波，导致供电系统的电压、电流波形畸变，使电力质量变坏。其中五次、七次、十一次及十三次谐波影响较大，因此这些信号应被滤除。FIR滤波器设计：根据电网信号的特点，设计电网通带频率=55Hz，其中谐波量最低频率为250Hz，故阻带频率=245Hz。为了精确得到电网信号有效值要求通带波动=3dB、阻带衰减=40dB。参数意义见图2-5。图2-5低通滤波器参数意义示意图逆变并网器需要检测电网过零信号，要求严格的线性相位，故设计为FIR滤波器。采样频率设为3.2K，本文采用窗函数法设计。表2-1为六种窗函数的特性表。表2-1六种窗函数的特性表窗函数旁瓣峰值/dB近似过渡带宽精确过渡带宽阻带最小衰减/dBRetangular-134π/N1.8π/N21Triangular-258π/N6.1π/N25Hann-318π/N6.2π/N44Hamming-418π/N6.6π/N53Blackman-5712π/N11π/N74Kaiser（β=7.865）-57——10π/N80由于设计要求阻带衰减40dB，考虑到阶数最小原则选择Hann函数设计，根据通带频率与阻带频率确定过渡带宽deltaw，将这些频率转化为归一化频率（0<ω<1），再根据表1中精确过渡带宽“6.2π/N”确定滤波器阶数，根据之前的理想滤波器的参数使用MATLAB的hann（）进行函数逼近即可生成一个滤波器模型。具体对应MATLAB代码：Fpass=55;%通带频率Fstop=245;%阻带频率Wp=Fpass*2*pi/Fs;Ws=Fstop*2*pi/Fs;deltaw=Ws-Wp;%过渡带宽Δω的计算Normal_N=ceil(6.2*pi/deltaw)+1;%按Hann窗计算所需的滤波器阶数NN_wdham=(hann(Normal_N+1))';%Hann窗计算Wc=(Fpass+Fstop)/Fs;%计算截止频率Normal_hann=fir1(Normal_N,Wc,N_wdham);af_Normal=filter(Normal_hann,1,y);figure(2);subplot(2,1,1);plot(x,s);gridon;title('原电压信号');figure(2);subplot(2,1,2);plot(x,af_Normal,'r');gridon;title('Hann滤波后的波形');（b）图2-6滤波器仿真结果图2-6（a），滤波前信号发生畸变，严重影响对电网的过零检测以及对齐有效值的测量；滤波后信号，可以发现信号的畸变明显减少。然而仅从时域难以确定信号的频率成分。利用快速傅立叶变换（FFT）将原始信号与所得的滤波信号转换到频域从而得到信号的功频谱，MATLAB程序如下：%以下为绘制各个信号的功频图NFFT=2^nextpow2(Length);Y=fft(y,NFFT)/Length;AF_NORMAL=fft(af_Normal,NFFT)/Length;f=Fs/2*linspace(0,1,NFFT/2+1);figure(3);subplot(2,1,1);plot(f,2*abs(Y(1:NFFT/2+1)));gridon;title('滤波前信号的频谱图');figure(3);subplot(2,1,2);plot(f,2*abs(AF_NORMAL(1:NFFT/2+1)),'r');gridon;title('Hann滤波后的频谱图');由图2-6可发现经过数字滤波器后原始信号中的高次谐波被剔除掉了，这不仅提高信号的过零检测的检测精度，而且同时也提高信号能量的检测而且同时也提高信号能量的检测图2-7FIR幅频与相频特性利用MATLAB的fdatool可对设计的滤波器性能进行仿真分析，并可得出FIR滤波器工作时的幅频响应、相频响应。见图2-7。DSP中实现将前面设计结果。生成C头文件，加入CCS工程中根据FIR传递函数为：(2-1)由此得差分方程为：y(n)=h(0)x(n)+h(1)x(n-1)+···+h(n-1)x[n-(N-1)](2-2)其中h（i）为滤波器系数，可由MATLAB中所设计的滤波器生成。由此可得C语言代码如下：floatFIR(){ inti; floatfSum; fSum=0; for(i=0;i<FIRNUMBER;i++) fSum+=(fXn[i]*fHn[i]); return(fSum);}编译运行好波形图2-8。图2-8FIR滤波器硬件模拟同频同相控制的方法分析图2-9实际电路本系统采用数字锁相的设计方案：将两路正弦参考信号通过电压比较器变成同步的方波信号，运用单片机内部2路输入捕获单元，分别捕获计算和的频率和相位，根据计算结果调节相应的SPWM载波频率和正弦表指针使两路信号同频同相，以实现并网。其中方波的生成采用电压比较电路，它能有效的测量电压信号过零点的准确时刻。程序中正弦表总共为250个点，当锁频和锁相调节稳定后，正弦表指针的最大动作量为1；此时与的最大相位偏差：(2-3)其锁相精度能达到：(2-4)交流采样技术分析交流采样技术是按一定规律对被测信号的瞬时值进行采样，再按一定算法进行数值处理，从而获得被测量的测量方法。该方法的理论基础是采样定理，即要求采样频率为被测信号频谱中最高频率的2倍以上，这就要求硬件处理电路能提供高的采样速度和数据处理速度。目前，高速单片机、DSP及高速A/D转换器的大量涌现，为交流采样技术提供了强有力的硬件支持。交流采样法包括同步采样法、准同步采样法、非同步采样法等几种。最大值交流采样测量方法最大值采样测量方法，即一个周期采样N个数据点然后找出其中最大值与最小值。这样就可以得到被测交流信号的有效值。以DSP2812为例，AD采样采用软件启动和中断查询方式进行，即AD采样采用启动/停止模式，即想控制寄存器ADCTRL1.6位写0，通过ADCTRL2.14复位排序器指针，并通过向ADCTRL2.13写1对A/D转换进行软件启动。图2-10以2路交流信号采样为例进行程序设计。图2-10为交流采样程序流程图[3]。然而显然，最大值交流采样测量方法的误差取决于采样周期以及采样精度。当采样周期Ts相对被测信号远小于被测信号的周期时，有效值的测量较为准确。反之当采样周期Ts与被测信号的周期相差不大时，会出现较大误差。同时该方法只能用于无谐波的纯正弦波信号场合，器测得的值不是真有效值。纯计算法纯计算法只要满足奈奎斯特采样频率条件就可测得真有效值。交流有效值定义为：(2-5)式(2-5)中:x(t)为被测交流信号;为对应的有效值;t是时间；T是交流信号的周期；式(2-5)给出的有效值包含了基波和谐波的共同贡献。通常称这种有效值为真有效值,有时也称为方均根值。对于数字测量系统,式(2-5)变成(2-6)式（2-6）中:xm(k)为交流信号在kTs时刻的采样值(也称采样数据),Ts为采样周期,下标m代表该采样值采自交流信号的第m个周波，k代表在第m个周波内的第k次采样(k=1,2,…,N);N是在交流信号一个周期内的采样次数或采样点数。只要Ts满足奈奎斯特采样频率条件给出的值也是真有效值[4]。逆变并网锁相环设计锁相环技术在通信、雷达、导航设备、空间技术、计算机、电视及高保真设备等各种场合都发挥着独特的作用。锁相环分为模拟锁相环和数字环锁相。模拟锁相环在电路可靠性、稳定性和集成度方面有着不可克服的缺陷：数字锁相环又分为由数字逻辑器件构成的全数字逻辑锁相环和基于DSP的软件锁相环。全数字逻辑锁相环路由逻辑器件构成。电路只有导通和截止两种状态，抗干扰能力强。易于集成，可靠性比模拟锁相大为提高，并缓和或消除了模拟锁相中模拟放大器的饱和现象，也消除了有源环路滤波器和鉴相器的直流漂移对环路性能的不利影响。但在全数字逻辑锁相环中，需将各种模拟电平信号变成方波脉冲或离散数据的形式，数字控制的振荡信号源不再具有类似模拟压控振荡器的近似线性特征。从而增加了全数字逻辑锁相系统设计和分析的难度。用软件锁相取代模拟和数字器件的数字控。可提高产品的集成度，增强系统的柔性和智能性，处理灵活，摆脱了复杂的硬件电路设计，解决了模拟锁相的许多难题。具有全数字逻辑锁相的优点。且修改参数简单方便。具有很好的扩展性。以下针对指针归零法介绍锁相环在DSP2812中的实现。指针归零法指针归零法是目前最简单软件实现的锁相方法。在捕获输入电压信号过零点的Cap中断后，直接将发正弦点的指针归零，以保证在输入电压信号过零时DSP发出的输出基准也正好过零，从而实现相位同步。图2-10示出指针归零法软件锁相技术的程序流程图。（a）（a）（b）图2-10指针归零法程序流程图外围监测电路为了实现对电网电压(SIGNAL)周期和相位的采样，这里利用了一个迟滞比较器把信号源的模拟采样信号(SIGNAL)整形为矩形波(TO_DSP)然后通过TMS320F28X的捕获单元得到电网电压的频率和相位信息。电网电压采样电路如图2-11所示。图2-11迟滞比较器原理图在设计中应当注意的是，由于软件是通过电网电压的上升沿来获得周期和相位信息的，因此在硬件的设计上应当保证电网电压的过零点和正弦波整形得到的矩形波的上升沿保持一致(即不能有延时)，这就要求计算迟滞比较器的上限触发电平为0V。(2-7)迟滞比较器的上、下限触发电平为：(2-8)式中、为迟滞比较器的上、下限触发电平，、为输出电压的上下限(为5V，为0V)，为比较器的基准电压，这里为0V[5]-[8]。Simulink动态仿真Simulink是MATLAB最重要的组件之一，它提供一个动态系统建模、仿真和综合分析的集成环境。在该环境中，无需大量书写程序，而只需要通过简单直观的鼠标操作，就可构造出复杂的系统。Simulink具有适应面广、结构和流程清晰及仿真精细、贴近实际、效率高、灵活等优点，并基于以上优点Simulink已被广泛应用于控制理论和数字信号处理的复杂仿真和设计。同时有大量的第三方软件和硬件可应用于或被要求应用于Simulink。SimPowerSystems是Simulink一款很优秀的电气仿真工具箱，该工具箱的内核是世界上权威的工程师们和科研机构开发的，或者是基于他们的科研成果开发的，因此SimPowerSystems在电路分析、电力系统分析、电机分析、电力电子电路分析及大系统分析中都有着令人满意的表现。下面就本项目关键部分利用SimPowerSystems进行Simulink动态仿真。DC-DC直流升压模块仿真本节就隔离性DC-DC直流升压模块进行开环仿真。目的在于测试逆变并网器DC-DC硬件电路设计的可行性。本设计结构框图如图3-1所示，图3-1DC-DC直流升压电路由TMS320F2812控制发出两个10KHzPWM控制DC-DC直流升压模块将BATTERY中12V直流电升压为400V左右。其中DC-DC模块内部电路图如图3-2所示。由图3-2中可以看出通过高频PWM脉冲使上下两个桥臂的MOSFET不断通断，从而使高频变压器副端感应出相应的高压脉冲直流，从而再经过整流桥以及平波电容器，使DC-DC稳定输出400V左右直流脉冲。图3-2DC-DC直流母线升压模块最终使用Simulink进行仿真试验响应曲线如图3-3。从仿真数据中可以看出，开环控制，电容中存在初始电压的情况下，直流母线的电压最终能够稳定在395V左右，符合直流母线电压要求。图3-3直流母线开环响应曲线DC-DC直流升压PID控制设计作为直流母线400Ｖ电压必需具有一定的稳定性，不应该随着负载的变化或电池电压的改变而产生波动。因此必然需要用到反馈的概念。反馈理论的要素包括三个部分：测量、比较和执行。测量关心的变量，与期望值相比较，用这个误差纠正调节控制系统的响应。而在针对逆变并网器实际设计PID控制器中，需要考虑的是：PID参数的整定如何解决PID中积分饱和微分近似问题输出限幅问题设计出来的PID调节器要根据目标处理器的定点化离散化以上问题是设计实际PID调节器一定会遇到的问题，为了解决以上问题往往会花费很大的人力物力，同时对设计者的理论水平以及实际的调试经验有一定的要求。MathWorks公司在Matlab2009b版本中提出了PID参数整定的合理解决方案。首先针对DC-DC直流母线硬件结构以及控制方式对被控模型进行数学建模，由于PWM装置的数学模型与晶闸管装置一样，在控制系统中的作用也一样。因此，当开关频率为10kHz时，T=0.1ms，在一般电力自动控制系统中，时间常数这么小的滞后环节可以近似一个一阶惯性环节，故其传递函数为：(3-1)这与晶闸管的传递函数完全一致。但需要注意，式（3-1）是近似的传递函数，实际上PWM变换器不是一个线性环节，而是具有继电特性的非线性环节。继电控制系统在一定条件下会产生自激振荡，这是采用线性控制理论的传递函数不能分析出来的。如果在实际控制系统中遇到这类问题，简单的解决办法是改变调节器或控制器的结构和参数，如果这样做不能奏效，可以在系统某一处施加高频的周期信号，人为地造成高频强制振荡，抑制系统中的自激振荡，并使继电环节的特性线性化[6]。根据式（3-1）结合本设计开关频率10KHz可以建立被控对象数学模型为：(3-2)高频变压器等效为纯延时环节，延时系数为0.25e-4s。其开环Simulink模型如图3-4所示。图3-4系统开环模型图3-5DC-DC直流母线开环响应该模型实验数据如图3-5所示，在0.015s时施加一个外界干扰，在持续的外界干扰下，被控系统无法自然恢复预先设定的400V直流母线电压值，这对后期并网要求非常不利。因而不宜使用开环系统。利用MatlabR2009bSimulink版本所提供的PID整定模块结合优化工具箱中的线性约束模块可以很好的对系统中各部分的信号进行约束。此外，使用优化工具箱中的参数估计功能可对Simulink模型中的参数与真实物理环境中的实验参数进行拟合，使仿真精度大大提高。而另外实际生产中由于每个元器件的参数会存在一定的偏差根据实验时单一的一组实验数据无法保证所设计的PID调节器满足所有生产的产品，即鲁棒特性不够好，由此易造成废品率提高。Matlab优化工具箱中的不确定参数模块可以对针存在器件参数偏差的系统进行PID参数整定，从而使在允许的参数变动范围内的相应均落在用户限定范围，已到达用户的预期指标，并能将已经设计好的PID调节器根据目标处理器自动离散化和定点化，甚至生成相应目标处理器代码。图3-6PID控制直流母线电压受外界干扰模型如图3-6所示被控对象以及外界干扰与开环时的模型不变，相应的添加了离散PID控制器以及传感器反馈。由于采用的是数字系统故其传感器传函等效为单位延时单元，即，构成直流母线电压的PID控制。下一步是整定PID，如前所述常用PID整定方法有临界比例法、阶跃响应法，采用这些方法不仅要求设计者要有较深的控制背景以及丰富的实践经验，而且无法保证所设计出来的PID调节器为最优参数。本设计通过利用Simulink提供的信号约束模块，通过它的参数整定功能最终整定出符合设计者要求的PID参数。如图3-7（a）为初步整定PID后直流母线响应曲线，从图中可以看到在初始的kp=0.1、ki=0.1、kd=0的情况下，直流母线电压响应曲线如图3-7（a）中下方的曲线。可见此时系统响应是无法满足要求的。在Simulink的信号约束模块的参数整定作用下，最终系统的响应曲线落在了用户自定义的允许范围之内了。（a）（b）图3-7PID初步整定的响应曲线（b）图3-8进一步PID参数整定后的响应曲线然而，正如前面所提到的，已经设计好的PID控制器要检查该PID控制器是否可以实现，在仔细检测过后发现初步整定的PID控制器输出电压响应曲线如图3-7（b）。从图中可以看到PID调节器输出电压在很短的时间内飙升至V左右，结合硬件电路这是不允许的，同时也是不可能实现的。因此在这种情况下需要进一步利用信号约束模块对PID参数进行进一步整定，使PID调节器输出电压响应曲线落在0-12V之间，而不至于会出现极端的情况。如图3-8（a）为进一步进行PID参数整定后的PID输出电压响应曲线，可以看出即使在外界认为施加干扰的情况下PID调节器输出电压还保持在许可范围内。图3-8（b）所示为进一步进行PID参数整定后直流母线电压响应曲线。可以看到即便在外界认为施加干扰的情况下直流母线电压仍可自动稳定在400V的要求电压。这能为后续的SPWM逆变并网提供稳定的直流母线电压；而由于硬件电路限制，由于PID控制一推挽电路，而该推挽电路仅可提供0-12V的调节，考虑这一点所设计出来的PID调节器输出范围如图3-7（b）所示，PID调节器输出在0-12V范围之内。结合本设计所采用的TMS320F2812微处理器，通过Matlab调用CCS编译器自动生成适合该处理器的嵌入式C代码。生成代码参见附录1。逆变并网器并网仿真逆变并网是将逆变器所产生的正弦电压，在同频同相同幅的情况下，进行并网。并通过锁相环调节并网电压以及电流，使它们达到同相，改善电能质量，从而提高传统电网稳定性。图3-9逆变并网仿真模型针对这一点本设计，建立元件级Simulink仿真。能有效减少失误率，提高并网可靠性，因此建立该仿真模型是很有必要的。模型中设计了相应的PID调节器，并参考网上现有例子对MPPT算法进行编写相应S函数。MPPT算法仿真（b）图3-10太阳能电池输出特性曲线太阳能电池的伏安特性如图3-10（a）所示，它表明在某一确定的日照强度和温度下，太阳能电池的输出电压和输出电流之间的关系，简称V-I特性。从V-I特性可以看出，太阳能电池的输出电流在大部分工作电压范围内近似恒定，在接近开路电压时，电流下降率很大。由图3-10（a）可知，该伏安特性曲线具有强烈的非线性。太阳能电池的额定功率是在以下条件下定义的：当日射S=1000W/㎡，太阳能电池温度T=25C时，太阳能电池输出的最大功率便定义为他的额定功率，对应与图3-10（b）指定坐标处。太阳能电池额定功率的单位是“峰瓦”，记以“Wp”。相应日射强度下太阳能电池输出最大功率的位置，称为“最大功率点”。根据Matlab提供的太阳能电池板模型的输出特性曲线可知当前条件下，最大功率点为241.8V时输出2083W[3]。而参考已有MPPT算法，利用S函数说编写S代码如下：ifdV==0 %如果电压不发生变化 ifdI==0 %如果电流不发生变化Vref=x(3); elseifdI>0 %如果电流变大 Vref=x(3)+k1; elseifdI<0 %如果电流变小 Vref=x(3)-k1; endelse %如果电压发生变化 if(dI/dV)==(-u(2)/u(1)) %电流变化与电压变化等于当前电压电流比值 Vref=x(3); elseif(dI/dV)>(-u(2)/u(1)) %电流变化与电压变化大于当前电压电流比值 Vref=x(3)+k1; elseif(dI/dV)<(-u(2)/u(1)) %电流变化与电压变化小于当前电压电流比值 Vref=x(3)-k1; endend（a）（b）图3-11经过MPPT后输出特性经过MPPT算法后，太阳能输出电压自动跟踪输出时最大功率点时的对应电压，其输出特性如图3-11（a）所示；而其亦以最大功率稳定输出。即输出为238.7V时，功率为2084W。对比之前实际太阳能电池板最大功率点数据，最大功率点为241.8V时输出2083W。可以看出该算法基本能跟踪太阳能电池板的最大功率点。锁相环仿真图3-12锁相环仿真建模如图3-12所示有MPPT算法得出的功率信号，除以从电网采集回来的电压信号有效值信号，可以得到馈网的电流有效值；乘以电网电压的对应相位信号，即可得到锁相环的参考输入电流信号；再与实际馈网电流信号相比较，其中误差信号作为反馈输入PID调节器，即可得到想要的并网时电压与电流锁相环的仿真。逆变并网仿真硬件部分为了更好地理论验证实际，指导实际设计，以及进一步提高仿真精度。加之算法具体实例化需要相应的硬件验证平台。本设计还特别设计了相应的硬件电路以达到实现半实物仿真。TMS320F2812最小系统板设计TMS320F2812最小系统板设计，能为整个硬件仿真提供程序运行平台，同时可被Matlab识别第三方开发板，以进行相关算法开发及相应的代码生成。本最小系统设计包括：电源管理模块外扩RAMJTAG下载调试接口按键电路晶振电路电源管理模块图4-1TPS767D301电源管理模块电路如图4-1所示，本设计采用TPS767D301专用电源管理芯片，TPS767D301可将5V直流电转成双电压输出，其中一路DSP外围I/O口3.3V供电，另一路则作为DSP内核1.8V电源。以保证DSP最小系统正常工作所需电源。CY7C1041CV外部RAM扩展为方便最小系统板使用以及以后开发，采用CY7C1041CV外扩RAM。连接图如图4-2，其中两个0.1uf电容用来滤除电源电压波动的干扰。图4-2外扩RAM电路JTAG接口电路设计图4-3JTAG接口电路JTAG是一种国际标准测试协议，主要用于芯片内部测试及对系统进行仿真、调试，JTAG技术是一种嵌入式调试技术，DSP在芯片内部封装了专门的测试电路TAP（TestAccessPort，测试访问口），通过专用的JTAG测试工具对内部节点进行测试。因此设计本接口有利于调试Matlab所生成的代码。外围信号调理电路为了模拟逆变并网器外围电路对DSP所输入信号，本设计设计出模拟外围电路如图4-4。图4-4外围电路设计框图如图4-4所示这部分设计为了模拟真实逆变并网器向DSP输入的信号，以方便进行基于Simulink模型的嵌入式控制系统。信号跟随电路图4-5电压跟随电路为了简化信号输入前后的阻抗问题，减少信号由于阻抗不匹配，而导致的信号信息丢失。故设计电压跟随装置信号限幅电路由于TMS320F2812采用3.3V电源供电，故输入DSP数字信号高电平不能超过3.3V，低电平不能低于0V。而其内置AD输入范围为0-3V。为了保护DSP不至于因为自己误操作，导致DSP芯片烧毁。设计如图4-6电路。图4-6信号限幅电路图4-7稳压管伏安特性由图4-7稳压管伏安特性[17]可知要想稳压管起到稳压作用需要使齐纳击穿时流经稳压管电流降为mA级别，为了达到这种效果加上限流电阻1K。锁相电路为了验证实验逆变并网的锁相环节，用信号源模拟电网电压输入信号，并考虑到TMS320F2812内置AD输入范围为0-3V。在输入AD前加了限幅环节，保证了即使误操作，输入也不会超过0-3V。并将控制IGBT导通关断的SPWM通过一低通电路如图4-8，以测试控制策略能否调节逆变器输出电压与电网同步。同时为了实现同步，需要一过零比较电路来返回电网过零点，确定电网周期相位。图4-8低通电路图4-9过零比较电路为了验证使用PID控制直流母线电压稳定，特在外围加了PWM控制输出电压的低通电路，外围施加人为干扰，若直流母线仍能自恢复设定电压即PID算法成功。基于Simulink模型嵌入式控制系统设计图5-1基于Simulink模型嵌入式设计理念步骤图EmbeddedTargetforTIC2000DSP提供了Matlab和Simulink与TexasInstrumentsExpress工具、TIC2000DSP集成在一起进行系统开发的手段。通过实时工作站（real-timeworkshop）和TI的开发工具将Simulink模型转换变成为实时C代码。这样就可以利用这些产品在TIC2000数字信号处理系统上实现自动代码生成，以及产品原型和嵌入式系统的设计、验证和实现。该工具具有可从Simulink自动产生处理器程序代码（C-sourcecode）并支持处理器相关外设两大特色。有助于工程师在进行系统级设计，并解决设计中存在的问题，且能够自动产生高效的程序代码，免除手写程序代码及验证的繁琐，可显著地简化并缩短基于C2000处理器的系统设计过程，使工程师可以更专注于优化控制算法的开发。SPWM波形