CT-EE8樊昌信《通信原理》(第六版)课件

1、通信原理电子信息工程学院 郎百和第八章 现代数字调制技术通信原理2引 言单载波调制：恒定包络调制FSK、PSKOQPSK、/4-QPSK、MSK、GMSK 非恒定包络调制ASKQAM多载波调制：OFDM3目 录8.1 偏移四相相移键控OQPSK8.2 /4四相相移键控/4QPSK 8.3 最小频移键控MSK8.4 高斯最小频移键控GMSK8.5 正交幅度调制QAM8.6 正交频分复用OFDM48.1 偏移四相相移键控OQPSK模拟恒包络调制FM/PM，利用限幅去除干扰（引起的幅度变化）数字恒包络调制调制信号带宽无限，而实际的信道带宽总是受限。QPSK数字调制存在的问题I、Q数据同时变化时，存在

2、相位跳变现象，通过带限滤波后，引起包络起伏及包络瞬时间通过零点。包络起伏经过非线性器件(HPA, PM/AM效应)、非线性特性信道会引起旁瓣增生，导致频谱扩散，增加邻信道干扰。限制了效率较高的非线性HPA使用。58.1 偏移四相相移键控OQPSKQPSK与OQPSK星座变化图78.1 偏移四相相移键控OQPSKOQPSK： Offset QPSK消除QPSK调制下相位跳变现象OQPSK信号表示式其中码型an、bn的取值为+1或-1对应1或0；波形g(t)函数；A为载波幅度；Tb为输入二进制信息周期， Tb=TS /2。88.1 偏移四相相移键控OQPSKQPSK + raised cosine

3、 filter (r=0.5)108.1 偏移四相相移键控OQPSKQPSK星座图不同信噪比118.1 偏移四相相移键控OQPSKOQPSK相位变化情况128.1 偏移四相相移键控OQPSKOQPSK信号的波形与QPSK信号波形比较 a1a3a5a7a2a6a4a8a2a4a1a3a5a7a6a814OQPSK的调制、解调原理15目 录8.1 偏移四相相移键控OQPSK8.2 /4四相相移键控/4QPSK 8.3 最小频移键控MSK8.4 高斯最小频移键控GMSK8.5 正交幅度调制QAM8.6 正交频分复用OFDM178.2 /4四相相移键控/4QPSK /4四相相移键控/4QPSK又记/4

4、DQPSK已调信号的信号点从相互偏移的两个QPSK星座图中交替选取。最大相位跳变是/4或 3 /4。优点：相邻码元至少有/4相位变化(总有相位变化)，有利于接收端提取码元同步。相邻码元间总有相位改变、最大相移为135，比QPSK的最大相移小。通过频带受限的系统传输后，包络起伏较小。188.2 /4四相相移键控/4QPSK 设已调信号令令前一码元的两正交信号为则当前码元信号可表示为198.2 /4四相相移键控/4QPSK Ik, Qk与k的对应关系IkQkk11/4-113/4-1-1-3/41-1-/4208.2 /4四相相移键控/4QPSK /4QPSK调制器原理图218.2 /4四相相移键

5、控/4QPSK 全数字式/4QPSK调制器原理图228.2 /4四相相移键控/4QPSK /4QPSK非相干差分延迟解调原理图248.2 /4四相相移键控/4QPSK /4QPSK鉴频器检测原理图258.2 /4四相相移键控/4QPSK 最大相位变化45或135，/4QPSK有比QPSK更小的包络波动和比GMSK更高的频谱利用率。功率效率高，能有效地提高频谱利用率，增大系统容量。在多径衰落情况下，/4QPSK比OQPSK的性能更好。QPSK和OQPSK只能采用相干解调， /4-QPSK可以采用相干解调和非相干解调。使接收机实现大大简化。/4QPSK用于北美和日本的数字蜂窝移动通信系统。 27多

6、进制差分相移键控(MDPSK)多进制差分相移键控(MDPSK)QDPSK或4DPSK信号编码方式：abkA方式B方式009013501045112703151018022528多进制差分相移键控(MDPSK)多进制差分相移键控(MDPSK)QDPSK或4DPSK信号的产生29多进制差分相移键控(MDPSK)码变换器：输入ab和输出cd二进制码元“0” 和“1”与相乘电路输入电压关系：二进制码元“0” “1”二进制码元“1” “1”采用格雷码的差分编码逻辑(码变换器)(1) 当(2)当只读存储器TTakbkckdkdk-1ck-1码变换器30多进制差分相移键控(MDPSK)码变换器：输入ab和输

7、出cd间的16种可能关系(A方式)当前绝对双比特码元与载波相对相位差前一双比特相对码与载波相位当前双比特相对码与载波相位ak bkkck-1 dk-1k-1ck dkk0 000 01 01 10 10901802700 01 01 10 10901802701 090or-2700 01 01 10 10901802701 01 10 10 09018027001 1180or-1800 01 01 10 10901802701 10 10 01 01802700900 1270or-900 01 01 10 10901802700 10 01 01 127009018031多进制差分相移键

8、控(MDPSK)QDPSK或4DPSK信号的相干解调：极性比较法A方式QDPSK信号解调方法bacdA(t)-/4相乘电路相乘电路/4s(t)低通滤波低通滤波抽样判决抽样判决并/串变换逆码变换定时提取载波提取32多进制差分相移键控(MDPSK)QDPSK或4DPSK信号的相干解调：极性比较法设第k个接收信号码元可以表示为 上支路相干载波：下支路相干载波：相乘:上支路：下支路：低通滤波后:上支路：下支路：33多进制差分相移键控(MDPSK)QDPSK或4DPSK信号的相干解调：极性比较法判决规则:按照k的取值不同，此电压可能为正，也可能为负，故是双极性电压。在编码时曾经规定：二进制码元“0” “

9、1”二进制码元“1” “1”现在进行判决时，“” 二进制码元“0” “” 二进制码元“1”信号码元相位k上支路输出下支路输出判决器输出cd0901802700011011034多进制差分相移键控(MDPSK)QDPSK或4DPSK信号的相干解调：极性比较法格雷码的差分编码逻辑(1) 当(2)当格雷码的差分译码逻辑(码逆变换器)(1) 当(2)当35多进制差分相移键控(MDPSK)QDPSK或4DPSK信号的相干解调：极性比较法逆码变换器前一时刻输入的一对码元当前时刻输入的一对码元当前时刻应当给出的逆变换后的一对码元ck-1dk-1ck dkakbk00001101100011011001001

10、101100011100111001101101100100110001101100110110036多进制差分相移键控(MDPSK)QDPSK或4DPSK信号的相干解调：差分相干解调(相位比较法)A(t)-/4相乘电路相乘电路/4s(t)低通滤波低通滤波抽样判决抽样判决并/串变换定时提取延迟T37多进制差分相移键控(MDPSK)QDPSK或4DPSK信号的相干解调：差分相干解调(相位比较法)38Perb(dB)多进制差分相移键控(MDPSK)MDPSK系统的误码率性能39目 录8.1 偏移四相相移键控OQPSK8.2 /4四相相移键控/4QPSK 8.3 最小频移键控MSK8.4 高斯最小频

11、移键控GMSK8.5 正交幅度调制QAM8.6 正交频分复用OFDM408.3 最小频移键控MSKMSK(Minimum Frequency Shift Keying)若相位跳变，通过带限滤波后，引起包络起伏及包络瞬时间通过零点。包络起伏经过非线性器件(HPA, PM/AM效应)、非线性特性信道会引起旁瓣增生，导致频谱扩散，增加邻信道干扰。同时限制了效率较高的非线性HPA使用。为了满足在非线性特性的信道中传输，并且具有较高频谱利用率。希望数字调制信号包络恒定，信号相位连续。MSK称为最小移频键控，有时也称为快速移频键控(FFSK)。所谓“最小”是指这种调制方式能以最小的调制指数(0.5)获得正

12、交信号； 而“快速”是指在给定同样的频带内，MSK能比2PSK的数据传输速率更高，且在带外的频谱分量要比2PSK衰减的快。418.3 最小频移键控MSK最小频移键控（MSK）信号是一种包络恒定、相位连续、带宽最小并且严格正交的2FSK信号。正交2FSK信号的最小频率间隔假设2FSK信号码元的表示式为了满足正交条件，要求428.3 最小频移键控MSK即要求积分结果假设1+0 1，上式第1和3项近似等于零，上式简化：由于1和0是任意常数，故必须同时有为了同时满足这两个要求，应当令即要求对非相干接收，当取m = 1时是最小频率间隔1 / Ts。438.3 最小频移键控MSK假设初始相位1和0是任意的

13、，它在接收端无法预知，所以采用非相干检波法接收。对于相干接收，则要求初始相位是确定的，可令1 - 0 = 0。则简化：仅要求满足对于相干接收，保证正交的2FSK信号的最小频率间隔1 / 2Ts。448.3 最小频移键控MSK最小频移键控（MSK）信号的表示式：令则 附加相位函数 第k个输入码元 第k个码元的相位常数，在时间 中保持不变，其作用是保证在t=kTs时刻信号相位连续。458.3 最小频移键控MSK令则MSK信号的两个频率分别为f1 和f0的差等于1 / (2Ts)。已经证明，这是2FSK信号的最小频率间隔。468.3 最小频移键控MSK中心频率fc应选为所以，MSK信号在每一码元周期

14、内必须包含四分之一载波周期的整数倍。表示为MSK信号的两个频率分别为频率间隔为MSK信号的调制指数为478.3 最小频移键控MSK当取N=1, m=0 时，MSK信号的时间波形488.3 最小频移键控MSKMSK信号的相位连续性为保证MSK信号相位在码元转换时刻是连续的。由当t=kTs，要求可以得到相位约束条件若初始参考值反映了MSK信号前后码元区间的相位约束关系。498.3 最小频移键控MSK附加相位函数的波形图508.3 最小频移键控MSK附加相位函数的波形图51Ts3Ts5Ts9Ts7Ts11Ts0k(t)8.3 最小频移键控MSK1. MSK附加相位的全部可能路径图2. 模2运算后的附

15、加相位路径图Ts3Ts5Ts9T7T11T0k(t)528.3 最小频移键控MSKMSK信号的特点：MSK信号是恒定包络信号； 在码元转换时刻，信号的相位是连续的，以载波相位为基准的信号相位在一个码元期间内线性地变化 /2 ； 在一个码元期间内，信号应包括四分之一载波周期的整数倍，信号的频率偏移等于 1/4Ts ，相应的调制指数h=0.5。538.3 最小频移键控MSKMSK调制所以548.3 最小频移键控MSKMSK的调制而Ik，Qk不可能同时改变仅当ak ak-1，且k为奇数时， Ik才可能改变。但是当Ik和ak同时改变时， Qk不改变；仅当ak ak-1，且k为偶数时， Ik不改变， Q

16、k才改变。加权函数cos(t/2Ts)和sin (t/2Ts)都是正负符号不同的半个正弦波周期。这样就保证了波形在第k个码元的连续性。558.3 最小频移键控MSKMSK信号举例输入序列akk01 23456789t(-Ts, 0)(0, Ts)(Ts, 2Ts)(2Ts, 3Ts)(3Ts, 4Ts)(4Ts, 5Ts)(5Ts, 6Ts)(6Ts, 7Ts)(7Ts, 8Ts)(8Ts, 9Ts)ak+1+1-1+1-1-1+1+1-1 1bk+1+1-1-1+1-1-1-1+1+1k0000Ik+1+1+1-1-1-1-1-1-1+1Qk+1+1-1-1+1+1-1-1+1+1568.3

17、 最小频移键控MSKMSK信号波形 MSK信号波形相当于一种特殊的 OQPSK信号波形， 其正交的两路码元 也是偏置的，特殊 之处主要在于其包络是正弦形，而不 是矩形。k(mod 2)akQkIkQksin(t/2Ts)Ikcos(t/2Ts)a1a2a3a4a5a6a7a8a90 Ts 2Ts 3Ts 4Ts 5Ts 6Ts 7Ts 8TTs2Ts578.3 最小频移键控MSKMSK信号的产生和解调MSK信号调制器原理图串/并变换输出的支路码元长度为输入码元长度的两倍。58v0(t)k(t)8.3 最小频移键控MSKMSK信号的解调方法 设1(t) = 0，在t 2T时，k(t)的相位可能为

18、0或相乘相干载波cos(st + /2)经低通滤波器输出若在此2Ts期间对上式积分，若积分结果为正值时，说明第一个接收码元为“1”；若积分结果为负值，则说明第1个接收码元为“1”。598.3 最小频移键控MSKMSK信号延迟解调法方框图 图中两个积分判决器的积分时间长度均为2Ts，但是错开时间Ts。上支路的积分判决器先给出第2i个码元输出;然后下支路给出第(2i+1)个码元输出。载波提取积分判决解调输出MSK信号2iTs, (2i+2)Ts(2i-1)Ts, (2i+1)Ts积分判决608.3 最小频移键控MSKMSK鉴频器解调原理图MSK信号相干解调器原理图618.3 最小频移键控MSKMS

19、K信号的归一化功率谱MSK信号的功率谱密度更为集中，即其旁瓣下降得更快，对邻道的干扰也较小。 628.3 最小频移键控MSKMSK相干解调性能MSK解调器输入信号与噪声的合成波为经过相乘、低通滤波和抽样后，在t=2kTs时刻I支路的样值和在t=(2k+1)Ts时刻Q支路的样值分别为在I和Q支路数据等概情况下，各支路的误码率为638.3 最小频移键控MSK经差分译码后,系统的总误比特率把MSK当作FSK信号用相干解调法在每个码元持续时间Ts内解调，其性能将比2PSK信号的性能差3dB。 MSK使用最佳接收相关解调性能平均误码率与BPSK/QPSK性能一样64目 录8.1 偏移四相相移键控OQPS

20、K8.2 /4四相相移键控/4QPSK 8.3 最小频移键控MSK8.4 高斯最小频移键控GMSK8.5 正交幅度调制QAM8.6 正交频分复用OFDM658.4 高斯最小频移键控GMSKGMSK原理（可参考周炯槃）MSK调制方式的突出优点是已调信号具有恒定包络，且功率谱在主瓣以外衰减较快。但是，在移动通信中，对信号带外辐射功率的限制十分严格，一般要求必须衰减70dB以上。MSK信号的功率谱仍不能满足这样的要求。高斯最小移频键控(GMSK) 能满足移动通信环境下对邻道干扰的严格要求，被泛欧数字蜂窝移动通信系统(GSM)采用。668.4 高斯最小频移键控GMSKGMSK调制原理图MSK调制是调制

21、指数为0.5的二进制调频，基带信号为矩形波形。为了压缩MSK信号的功率谱，可在MSK调制前加入预调制滤波器，对矩形波形进行滤波，得到新的基带波形，使其及其高阶导数都连续，从而得到较好的频谱特性。678.4 高斯最小频移键控GMSK高斯型滤波器的传输函数为其中，B为高斯滤波器的3dB带宽其冲击响应为高斯型特性GMSK信号的功率谱很难分析计算，一般用计算机仿真的方法得到。BTs为GMSK重要指标,B为3dB带宽,Ts为码元间隔。GMSK信号频谱特性的改善是以降低误比特率性能为代价的，预滤波器的带宽越窄，输出功率谱就越紧凑，但同时码间串扰（ISI）也越明显，即BTs值越小，码间串扰越大，误比特率性能

22、也会变得越差。在实际应用中BTs应该折衷选择。 GSM制的蜂窝网中采用BTs = 0.3。688.4 高斯最小频移键控GMSKGMSK信号的功率谱GMSK信号的功率谱很难分析计算，一般用计算机仿真的方法得到。69目 录8.1 偏移四相相移键控OQPSK8.2 /4四相相移键控/4QPSK 8.3 最小频移键控MSK8.4 高斯最小频移键控GMSK8.5 正交幅度调制QAM8.6 正交频分复用OFDM708.5 正交幅度调制QAMQAM(Quadrature Amplitude Modulation)MQAM调制原理用两个独立的基带数字信号对两个相互正交的同频载波进行抑制载波的双边带调制，利用已

23、调信号在同一带宽内频谱正交的性质来实现两路并行的数字信息传输。信号的一般表示式718.5 正交幅度调制QAM令则M4时MQAM通称为QAM QAM信号调制原理图728.5 正交幅度调制QAM4QAM的星座图当 取 /4和-/4，(不能取0，否则非正交) 分别取正负2个值此QAM信号就成为QPSK信号所以，QPSK信号就是一种最简单的QAM信号。738.5 正交幅度调制QAM16QAM的星座图 (a) 方型16QAM星座； (b) 星型16QAM星座在衰落信道中，星型16QAM比方型16QAM更具有吸引力。748.5 正交幅度调制QAMM=4, 16, 32, , 256时MQAM信号的星座图。

24、758.5 正交幅度调制QAM已知 ，令A是固定振幅，cn、dn由输入数据确定。cn、dn决定QAM信号在信号空间中的坐标点。若信号点之间的最小距离为2A，且所有信号点等概率出现，则平均发射信号功率为对于方型16QAM，信号平均功率为对于星型16QAM，信号平均功率为 两者功率相差1.4dB。768.5 正交幅度调制QAM若已调信号的最大幅度为1，则MPSK信号星座图上信号点间的最小距离（相邻矢量点欧氏距离）为MQAM信号矩形星座图上信号点间的最小距离为L为星座图上信号点在水平轴和垂直轴上投影的电平数，M=L2。最小距离（欧氏距离）代表了调制系统的噪声容限。778.5 正交幅度调制QAM当M=

25、4时，d4PSK=d4QAM，实际上，4PSK和4QAM的星座图相同。当M=16时，d16QAM=0.47，而d16PSK=0.39，d16PSKd16QAM。这表明，16QAM系统的抗干扰能力优于16PSK。按上式计算， d16QAM超过d16PSK约1.57 dB。但这是在最大功率（振幅）相等的条件下比较的，没有考虑这两种体制的平均功率差别。16PSK信号的平均功率（振幅）就等于其最大功率（振幅）。而16QAM信号，在等概率出现条件下，可以计算出其最大功率和平均功率之比等于1.8倍，即2.55 dB。因此，在平均功率相等条件下，16QAM比16PSK信号的噪声容限大4.12 dB。788.

26、5 正交幅度调制QAM16QAM的改进： QAM的星座形状并不是正方形最好，实际上以边界越接近圆形越好。下图中给出了一种改进的16QAM方案，其中星座各点的振幅分别等于1、3和5。将其和上图相比较，不难看出，其星座中各信号点的最小相位差比上图大，因此容许较大的相位抖动。798.5 正交幅度调制QAMQAM适用于频段资源有限的情况。一种用于Modem的传输速率为9600 b/s的16QAM方案，其载频为1650 Hz，滤波器带宽为2400 Hz，滚降系数为10。(a) 传输频带(b) 16QAM星座1011100111101111101010001100110100010000010001100

27、011001001010111A2400808.5 正交幅度调制QAMMQAM调制原理16QAM信号产生方法正交调幅法：用两路独立的正交4ASK信号叠加，形成16QAM信号，如下图所示。 0101101010111100000t00000t01011010101111818.5 正交幅度调制QAMMQAM调制原理16QAM信号产生方法复合相移法：它用两路独立的QPSK信号叠加，形成16QAM信号，如下图所示。828.5 正交幅度调制QAMMQAM解调原理 16QAM, SNR=10 16QAM, SNR=20 838.5 正交幅度调制QAMMQAM解调原理MQAM抗噪声性能利用多电平信号误码率

28、的分析方法，可得方型QAM848.5 正交幅度调制QAMM进制方型QAM的误码率曲线 858.5 正交幅度调制QAM868.5 正交幅度调制QAMMQAM信号是由同相和正交支路的 进制的ASK信号叠加而成，所以它的功率谱是两支路信号功率谱的叠加。M=L2MQAM信号的信息频带利用率为MQAM实现了两路数字信息在同一带宽内的并行传输QAM应用大中容量数字微波通信系统、卫星通信系统、移动通信微蜂窝和微微蜂窝等领域。878.5 正交幅度调制QAMMQAM的调制解调88目 录8.1 偏移四相相移键控OQPSK8.2 /4四相相移键控/4QPSK 8.3 最小频移键控MSK8.4 高斯最小频移键控GMS

29、K8.5 正交幅度调制QAM8.6 正交频分复用OFDM89引 言单载波调制：恒定包络调制FSK、PSKOQPSK、/4-QPSK、MSK、GMSK 非恒定包络调制ASKQAM多载波调制：OFDM908.6 正交频分复用OFDM单载波调制和多载波调制比较单载波体制：码元持续时间Ts短，但占用带宽B大；由于信道特性|C(f)|不理想，容易产生码间串扰。 多载波体制：将信道分成许多子信道。假设有10个子信道，则每个载波的调制码元速率将降低至1/10，每个子信道的带宽也随之减小为1/10。若子信道的带宽足够小，则可以认为信道特性接近理想信道特性，码间串扰可以得到有效的克服。 918.6 正交频分复用

30、OFDM单载波调制和多载波调制比较fttBBTsNTs单载波调制多载波调制f|C(f)|C(f)|ffc(t)t928.6 正交频分复用OFDM多载波传输系统原理图多载波调制技术的优点：抗多径干扰和频率选择性衰落的能力强。 串/并变换降低了码元速率，增大了码元宽度，以削弱多径干扰对传输系统性能的影响。如果在每一路符号中插入保护时隙大于最大时延，可以进一步消除符号间干扰（ISI）。 可以采用动态比特分配技术，即优质信道多传输，较差信道少传输，劣质信道不传输的原则，可使系统达到最大比特率。938.6 正交频分复用OFDM正交频分复用(OFDM) ：一类多载波并行调制体制OFDM的特点：为了提高频率

31、利用率和增大传输速率，各路子载波的已调信号频谱有部分重叠；各路已调信号是严格正交的，以便接收端能完全地分离各路信号；每路子载波的调制是多进制调制；每路子载波的调制制度可以不同，根据各个子载波处信道特性的优劣不同采用不同的体制。并且可以自适应地改变调制体制以适应信道特性的变化。 OFDM的缺点：对信道产生的频率偏移和相位噪声很敏感；信号峰值功率和平均功率的比值较大，这将会降低射频功率放大器的效率。948.6 正交频分复用OFDMOFDM的基本原理设OFDM系统中有N个子信道，每个子信道采用的子载波为此OFDM系统系统信号可以表示或Bk是一个复数，为第k路子信道中的复输入数据正交条件958.6 正

32、交频分复用OFDM积分结果为得其中m 和n为 整数；并且k和i可以取任意值。得即要求子载频满足 fk = k/2Ts ，式中 k = 整数；且要求子载频间隔f = fk fi = n/Ts所以，正交条件为：最小子载频间隔fmin = 1/Ts968.6 正交频分复用OFDM设在一个子信道中，子载波的频率为fk，码元持续时间为Ts，则此码元的波形和其频谱密度：ffkfk+1/TsTst978.6 正交频分复用OFDMOFDM信号频谱结构每个信号的频谱都是为以子载波频率为中心频率的sinc函数。 N路并行码进行子载波调制。相邻信号频谱之间有1/Ts宽度的重叠。988.6 正交频分复用OFDM在接收

33、端很容易利用此正交特性将各路子载波分离开。采用这样密集的子载频，并且在子信道间不需要保护频带间隔，因此能够充分利用频带。在子载波受调制后，若采用的是BPSK、QPSK、4QAM、64QAM等类调制制度，则其各路频谱的位置和形状没有改变，仅幅度和相位有变化，故仍保持其正交性。各路子载波的调制制度可以不同，按照各个子载波所处频段的信道特性采用不同的调制制度，并且可以随信道特性的变化而改变，具有很大的灵活性。998.6 正交频分复用OFDM忽略旁瓣的功率，OFDM信号的频谱宽度为若每路子载波均采用M 进制的调制。码元速率 ，信息速率码元频带利用率 ，信息频带利用率为当N 1时，s 趋近于1。若用单个

34、载波的M 进制码元传输，为得到相同的传输速率，则码元持续时间应缩短为(Ts /N)，而占用带宽等于(2N/Ts)，故频带利用率为:结论：如果使用二进制符号传输，与用单个载波的串行体制相比，OFDM频带利用率提高近一倍。1008.6 正交频分复用OFDMOFDM的实现若信号s(t)的抽样函数为s(k)，其中k = 0, 1, 2, , K 1 ，DFTIDFT令OFDM信号的k0与IDFT式非常相似1018.6 正交频分复用OFDM码元分组各路并行码元Bi持续时间相同，均为一帧时间Tf = FTs，但是各路码元Bi包含的比特数不同。这样得到的N路并行码元Bi用来对于N个子载波进行不同的Mi进制调制。tttB0B1B2B3BN-1