移相全桥全参数计算

1、1、介绍在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。这是 因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥 变换器在电力系统中，利用TI的新UCC28950移相全桥控制器,并基于典型值。在生产设计需要修改的值最坏 情况的条件。希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。表1设计规描述最小值典型值最大值输入电压370V390V410V输出电压11.4V12V12.6V允许输出电压瞬变600mV加载步骤90%输出电压600W满负荷效率93%电感器切换频率200kHz2、功能示意图VF

2、SEFGNID才VFSEFGNID才EA*VW33IEA-QWTA:;COMPOUIS21孙ENQWTGanDELABOUTD亏DCLCDourcIBDELEFOUTFIMHINSYNCIERTGSFtSUM14ADELEF言3、功率预算为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。IPbudget = Pout 4= 45.2 W I n J4、原边变压器计算T1变压器匝比(a1):估计场效应晶体管电压降(VRDSON):Vrdson =。.3 V基于最小指定的输入电压时70%的占空比选择变压器。VquT VrDSON基于平均输入电压计算典型工作周期(DTYP)-0.66(Vqjt，Vrdscn)

3、*-0.66(V|N 2x VpjpgQN )输出电感纹波电流设置为输出电流的20%。LoutPwtN.2-10ALoutPwtN.2-10A需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值(LMAG)。下列方程计算主变压器(T1)的最低磁化电感，确保变频 器运行在电流型控制。如果LMAG太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替peak-current模式。 这是因为磁化电流太大，它将作为PWM坡道淹没RS上的电流传感信号。2.76mHII Mn-（1 Dtyp）2.76mH危房.3一5二图2显示了T1原边电流(IPRIMARY)和同步整流器QE和QF电流对同步整流栅驱动电流的反应。注意I(QE

4、) I(QF) 也是T1的次级绕组电流。变量D是转换器占空比。Figure 2.T1 Figure 2.T1 Priimary and QE and QFFET Currents计算T1次级均方根电流(ISRMS):| BUT55 A45 APqlttloutL1S2 =卜吕 50 A副边均方根电流(ISRMS1 )当能量被传递到副边:副边均方根电流(ISRMS2),当电流通过变压器，QE QF开通副边均方根电流(ISRMS3)引起的负电流在对方绕组随心所欲的时期，请参阅图2。HASRMS3Dmax2x3副边总均方根电流(ISRMS):SRMS = VSRMSi + sRMS2 + sRMS3

5、 36.0 A计算T1原边均方根电流(IPRMS):MAS xkg =标D严=047 A2.5A1 一彰3用A2 Ja1ElchjTJ- -Jklir 3.3 Aa1 LMAGT1原边均方根电流(IPRMS1当能量被传递到次边T1原边均方根电流（IPRMS2）当转换器总T1原边均方根电流（IPRMS）此设计一个Vitec变压器被选中，型号75PR8107有一下规壮21Lmag =2.8 mH测量漏原边漏感：二4叶1变压器原边直流电阻：DCRP= 0.2151）变压器副边直流电阻：DCRs = 0.58Q估计转换损失（PT1）是铜损的两倍。（注意：这只是一个估计，基于磁设计总损失可能会有所不同。

6、）% % 2x （em了 xDCRp 4- 2 xIRK1S2 x DCRS ）% 7.0 W计算剩余功率预算：BUDGET = BUDGET - Tl，38.1 W5、QA, QB, QC, QD FET选择本设计以满足效率和电压要求，20A 650 V,CoolMOS FETs英飞凌被选择Qa Qb Qc Qd场效应晶体管漏源电阻：R如(jn)QA = 0.220 H场效应晶体管输出电容指定：Cg GA spec = 780pF电压drain-to-source(VdsQA),输出电容测量，数据表参数:V25V食业193 pF食业193 pFOSS QA AVG = OSS QA SPEC

7、QA场效应晶体管栅极电荷:QA- =15nC激活栅场效应晶体管的门级电压:V/12V计算Qa损失基于Rds和门QAgPg -临Ms X ds(on)OA + 2 X QAg x x - 2.1 W重新计算功率预算:BUDGET = BUDGET = BUDGET -，乂 Pg“9.7 W6、选择LS计算(LS)是基于实现零电压所需的能量切换。这个电感需要能够消耗的能量开关的寄生电容节点。以下方 程选择LS实现零电压在100%负荷降至50%负荷的基础上初级场效应晶体管的平均总输出电容开关节点。注意：可能比估计的有更多的寄生电容在开关节点，LS估计可能需要调整根据实际寄生电容在最后的设计。为此设计

8、一个26-pH Vitec为此设计一个26-pH Vitec感应器被选为60PR964零件。有以下规格。LS直流电阻:DCR|_g 27LS估计功率损耗(PLS)和调整剩余功率预算:% = 2 x IpwM ” DCR危 0,5 WBUDGET = BUDGET - LS 29-2 W7、LOUT选择电感器设计为电感纹波电流20%(AILOUT):计算输出电感均方根电流(ILOUT_RMS):电感器设计为电感纹波电流20%(AILOUT):计算输出电感均方根电流(ILOUT_RMS):Vitec电感器电子公司2-时的电感，75PR108被选为这个设计。电感器有以下规。输出电感的直流电阻:DCR

9、LOI/T=DCRLOI/T=750pn估计输出电感的损失(PLOUT)，重新计算功率预算。注意PLOUT是估计的电感器铜损的两倍的损失。注意基 于磁生产可能会有所不同。建议最好仔细检查磁与磁生产损失。PlOUT =2xlgT FLM；mDCR山LJT 3-8Wbudget = Budget -比wt 总 25.4 W8、输出电容COUT输出电容器选择基于稳态和瞬态(VTRAN)负载要求。Lout改变满载电流的90%的时间Lqut区珞UT工-9t -*HU t -*HU 一负载瞬变期间，大部分的电流会立即通过电容器等效串联电阻(ESRCOUT)。下面的方程用于选择ESRCOUT和COUT，基于

10、90%电流的负载。选择ESR容许瞬变电压的90%(VTRAN)，当输出电容(COUT)由VTRAN的10%所选择。V硕* 口9即鱼5.6 mFTRAN xQ-1选择所需的输出电容也是前计算输出电容器均方根电流(ICOUT_RMS)选择所需的输出电容也是前计算输出电容器均方根电流(ICOUT_RMS)。满足我们的设计要求5个1500 -pf，铝电解电容器的选择从曼联Chemi-Con设计,零件号EKY-160ELL152MJ30S。这些电容器的 ESR 31mQ。输出电容的数量:总的输出电容COUT = 1500 pF x n 7500 pF有效输出电容ESR:esrcout 2mQn计算输出电

11、容器损耗(PCOUT):重新计算剩余功率预算:9、选择QE and QF为设计选择FETs总是尝试和错误。我们以满足电力需求的设计选择75 v,120A- FETs，从Fairchild,型号FDP032N08。这些FETs的下面特征。QE =152nC计算场效应晶体管平均输出电容(COSS_QE_AVG)，基于数据表参数输出电容(COSS_SPEC)、从COSS_SPEC上测 量的(Vds_spec)和最大的漏源电压在设计(VdsQE)将被应用到应用程序中的场效应晶体管。当QE QF关断时，电压场效应晶体管的电压:测试数据表上从场效应晶体管输出电容上指定的电压:从场效应晶体管数据表上制定的输

12、出电容:QE QF上平均输出电容QE QF均方根电流为了估计场效应晶体管开关损耗场效应，晶体管的Vg和Qg曲线数据表需要研究。首先是miller plateau开始时的gate charge需要确定(qemiller_min)结束时的 gate charge (qemiller_max)为了给定的vds。Figure 3. VgFigure 3. Vg vs. Qg for QE and QF FETsEwffPAtlam 岛#CD.w=Maximum gale charge at the end of the miller plateau:Qmiller max WOnCMinimum ga

13、te charge at the beginning of the miller plateau:QEmiller min 15这个FETs设计是为了驱动UCC27324的4-A(IP)门限驱动电流估计场效应晶体管Vds上升和下降时间:估计QE QF的损失重新计算功率预算10、输入电容(CIN)如果这个转换器是设计用来390 输入，通常由PFC的输出增加pre-regulator。选择的输入电容通常是基于 交通阻塞和纹波的要求。注意：实现零电压所需的延迟时间可以作为一种责任周期夹(DCLAMP)。计算槽频率:预计延迟时间:有效工作周期夹(DCLAMP):VDROP是最低输入电压当转换器仍然可以

14、保持输出调节。转换器的输入电压只会拉低电压不足或line-drop 条件，如果在这转换器是PFC pre-regulator后。C|N计算基于一种稳态周期循环计算高频输入电容器均方根电流(ICINRMS)。CINRMS1.8 A为满足该设计的输入电容和均方根电流要求，我们选择330 -pf电容器从松下EETHC2W331EACIN - 330 pF这个电容器高频(ESRCIN)150 mQ，这是测量阻抗分析仪在120Hz和200Hz下测量的。ESRcin = 0.150 2计算cin功率损耗住巾 cinrms2 x ESRcin 二 5 W重新计算剩余功率预算：BUDGET = BUDGET

15、- CIN 6.0 W有大约6.0 W的功率预算离开电流传感网络，和偏置控制设备和所有电阻支持控制装置。11、设置电流传感网络CT, R , R , DaS RE A为这个设计有一个选择的CT的100:1比率(a2)日2 =上=1。0在VINMIN下计算一般峰值电流(IP1):原边电流峰值：I -+ Mout、1 i Mmmax *七 3 3 Ak Mdut x 2 ; 31 Lmag x L峰值电流达到上限时的电压计算电流检测电阻(RS )并且预留200 mV斜坡补偿：孔/一.2气49 9Q x1 1 a2选择一个标准电阻RS:Rs = 48.7Q对RS估计功率损耗：PRS = xRs 0

16、03W计算DA上的最大反向电压(VDA)VrA -礼-clamp .29,8V1-叽.估计达功率损耗(PDA):Pda = ?、6V = 0.01 W V!NMIN * V 82计算RS重置电阻器RRE:电阻器RRE用于重置当前变压器CT。hlRhe = 10。x R土 =4.87kQ电阻器RLF和电容器CLF形成一个低通滤波器对当前信号(引脚15)。对于这个设计我们选择以下值。这个过滤器频率极低(fLFP)在482千赫。这应该工作大多数应用程序但也许适合个体的布局调整和EMI的设计。UCC28950 VREF输出(引脚1)需要高频旁路电容滤除高频噪音。这个引脚需要至少1卬高频旁路电容(CBP

17、1)。 请参考图1适当的位置。CbP1 = 1 pF电压放大器参考电压(引脚2,EA +)可以设置与分压器(RA,RB)，这个设计实例我们要设置误差放大器参考电 压(V1)2.5 v .选择一个标准电阻RB值,然后计算电阻RA值。UCC2895D reference voltage:=5V设置电压放大器参考电压：V1-2.5VR0 -2.37kQRa - *(萝*1)_ 2.37kQ分压器由电阻器RC和RI选择，设置直流输出电压(电压输出)引脚3(EA)。选择一个标准电阻器RC:Rc =2.37kQ计算R1Rl =Rl =V19kQ然后选择一个标准的电阻:V1志 V1志 9 09k。补偿反馈回

18、路可以通过适当选择反馈组件(RF、CZ和CP)。这些组件被放置尽可能接近U CC28950引脚3和4。计算负载阻抗负载(RLOAD):10%控制输出传递函数近似(GCO(f)作为频率的函数:ICiAD *1十2ICiAD *1十2加f wESR皿t 2如八Rs 155 ns设置VADEL = 0.2 V,tABSET 155 ns和 1000 ns之间可以编程:如果 tABSET155 ns 设置 VADEL = 1.8 V,tABSET 可以编程 29 ns - 155 ns:基于VADEL选择、计算RDA2:DA2 :X DA2 :X ADEL5V - Vadel*344Q选择最接近标准R

19、DA2电阻值:Rd心=348Q重新计算VADEL重新计算VADEL基于电阻分压器的选择:电阻器RDELAB由tABSET决定选择一个标准电阻的值设计:Relm = 30.1k。一旦你巳经启动并运行原型建议你微调tABSET光负荷的峰谷之间的共振LS和开关节点电容。在这个设计延 迟设定在10%负载。请参考图5。Miller PlateauILLERFigure 5. tABSEi to Achieve Valley Switching at Light LoadsMiller PlateauILLERFigure 5. tABSEi to Achieve Valley Switching at

20、Light LoadsMILLERdci i ABgFr di idni idim rerlift diiu VentryAB SET最初的起点QC和QD打开延误(tCDSET)应该最初设置为相同的延迟，QA和QB打开延迟(引脚6)。以下方程程序 QC和QD接通延迟(tCDSET)，通过适当选择电阻RDELCD(引脚7)。.日 SET = CDSET电阻RdELCD由tCDSET决定RdLCD =(t5W x (0.15V + Vad如的顷 30.4k。ns51A选择一个标准电阻器的设计:R* rn 30.1 kQ UQLUU一旦你巳经启动并运行原型建议微调tCDSET光负载。在这个设计CD节

21、点将山谷开关负荷在10%左右。请参考如图6所示。在轻负载获得零电压开关节点QDd由于容易多了反映了输出电流出现在主变压器的场效应晶体 管QD和QC岔道/。这是因为有更多的峰值电流激励LS在此之前过渡，而QA和QB岔道/。Sett 海口 at resonant tank Peak and ValleyFigure 6. tCDSET to Achieve Valley Switching at Light Loads有一个可编程延迟岔道的场效应晶体管场效应晶体管QA岔道后QF(tAFSET)的岔道场效应晶体管QE QF后，场 效应晶体管QB岔道(tBESET)。好地方设置这些延误tABSET的5

22、0%。这将确保适当的同步整流器之前关闭AB 零电压过渡。如果这个延迟太大将导致O UTE正确和O UTF不重叠，它将创建多余的身体二极管传导FETs量化QE和和QF。VfSET = BESET = ASSET Q-5形成的电阻分压器RCA1 RCA2由tAFSET和tBESET决定，UCC2895 0的延迟围。选择一个标准RCA1电阻值。注意：tEFSET tBESET可以在32 ns - 1100 ns之间设置。= 8.25 kQ电压的ADELEF引脚U CC28950(VADELEF)需要设置RCA 2基于以下条件。如果 tAFSET 或=170 ns 设置 VADEL = 1.7 V,t

23、ABSET 170 ns 和 1100 ns 之间可以编程: 基于VADELEF选择、计算RCA2:IR巴如急ADELEF4 25 kQ5 V - VADELEF选择最接近标准RCA2电阻值:= 4.22 kQ重新计算VADELEF基于电阻分adelef -adelef -=1 692 V下面的方程被用来计划tAFSET和tBESET通过适当选择电阻RDELEF。I _ (t x 0 5 -4ns) (2.65 V - x 1.32)x 1051IxpiEli EE- cX X I qII 2delef 51A选择一个标准电阻器的设计。RDftH= = l4kn电阻器RTMIN项目最低工作周期

24、时间（tMIN）UCC28950（引脚9）可以需求在进入破裂模式。如果UCC28950控制 器试图要求责任周期的时间不到tMIN电源将进入爆发模式操作。详情请参见UCC28950数据表关于破裂模式。这个设计我们设置最低100 ns。tUK - 100 ns设定的最低时间选择RTMIN用下面的方程。标准电阻的值然后选择设计。有提供销设置变换器开关频率(引脚10)。频率可以选择通过调整定时电阻RT。选择一个标准电阻器的设计。标准电阻的值然后选择设计。有提供销设置变换器开关频率(引脚10)。频率可以选择通过调整定时电阻RT。选择一个标准电阻器的设计。UCC28950还提供了斜坡补偿峰值电流模式控制(

25、引脚12)。这个可以设置通过设置RSUM用下面的方程。下面 的方程将计算所需的量斜坡补偿(VSLOPE)所需的循环稳定性。注意：磁化电流的变化在主dILMAG导致斜坡补偿。帮助改善噪声免疫力VSLOPE总设置有一个斜坡,等于最大值的10%目前感觉信号(0.2 V)在一个感应开关。察f Fg察f Fg卜财吒V乩OPEW =(1 - Dq-yp )如果 VSLOPE2 VSLOPE1 设置 VSLOPE = VSLOPE1如果 VSLOPE23VSLOPE1 设置 VSLOPE = VSLOPE2R$UM =2.5Vx103R$UM =2.5Vx103QSLOPE X 05 LlS125.4k2选

26、择一个标准电阻器RSUMoR皿=127kQ提高效率在轻负载UCC28950编程(DCM)引脚12,在轻负载关闭同步FETs条件的二次侧变换器(QE和QF)。这 阈值设定电阻分压器由再保险和RG。这DCM阈值需要设置水平在电感电流不再生产。以下方程设置同步 负载电流整流器岔道在15%左右。电-0.29V%UT X . 1 5 | 乂OUT电-0.29V焰 Na1 x a2选择一个标准的RG电阻值。% -1kQ重新计算电阻的值。选择这种设计标准电阻的值RE -16.9kQ全桥门驱动器和主开关节点(VIN QBd和QDd)当VIN=390 V,IOUT = 5。QBQ* fltf-*1 f*MET

27、I-、站 主屿 2 0 折ME .yr Eferw MUte PlMii Figure 10. Q4, Q4fll V. QBQ* fltf-*1 f*MET I-、站 主屿 2 0 折ME .yr Eferw MUte PlMii Figure 10. Q4, Q4fll V. - 390 V. ID1II = 5 Af k HHHJI ; ?5DM5/mFigure 11Q3fl Q3d. ViM = 390 V, lUT =5 A8押i dWhvSwiteHngi如陌oflllaca - e(Krai GtiQDW-w2 H I AL-J4& ir； u, 厂 iOH 易时 前炯 112 Z We 24 MJ. 2&10 105 11ldi：W!：OftIff4、SiitfirCkMayafiwI:PiMuu出QBoffg5 = on如3工oi才.谒 G 24 Mnr 2010 I4；41；M3SjlTRT5V ni7 ioovTl皿m匚【:相门驱动