中波广播发射台高频回馈的分析及解决对策

1、PAGE PAGE 7中波广播发射台高频回馈的分析及解决对策厦门广播电视集团发射中心201台 廖桂雁【摘要】由于天线的互易性，高频回馈普遍存在于中波广播发射台的天馈系统中，并影响着发射设备的安全播出。本文对中波广播发射台存在的高频回馈建立电路模型进行分析，并对高频回馈滤除的各解决方案进行详细分析，提出解决对策，希望发射台工程技术人员可以从中得到启发和提高。【关键词】天调网络 高频回馈 吸收单元 阻塞单元 带通滤波一、前言国内中波广播发射台往往同时承担着多个中波频率的播出任务，一个台有多副天线工作，各天线之间的距离一般在几十米到几百米，由于中波天线的有效高度高，天线之间的距离又比较近，发射天线将

2、感生出较高的射频信号，包括本台其他天线发射出来的广播信号，这些信号由铁塔通过连接铜管、天调网络、馈管进入发射机形成高频回馈。高频回馈是每个中波发射台不可忽视的问题，特别是在中波广播发射台已基本实现固态化以后，这个问题就显得犹为突出。二、高频回馈的危害及表现（一）高频回馈的危害中波广播固态机的高频末级采用多个插入式功率模块通过合成变压器将功率合成输出，功放模块由多个MOSFET场效应管组成桥式电路，工作在丁类开关状态。这种结构存在一个固有弱点：当天线感应到大功率高频回馈信号时，模块中的场效应管容易发生过流、过压，使管子功耗过大，瞬间损坏大量的场效应管。当回馈严重时，由于本机激励与外界回馈电压相叠

3、加，会使欠激、过激监测电路难以正常工作；另外一方面，回馈电压过大时将使驻波比监测电路报警与动作，机器瞬间关断或自动关机，造成播音缺字或中断1。（二）边带反射与高频回馈的区别边带反射是指天线阻抗经天调网络调配后在载频处能比较准确地达到馈线波阻抗，但在上下边频处，尤其是高音频调制时的上下边频处，会偏离载频处的调配值，由此而产生反射。其主要表现在发射机开在载频时一切正常，但在节目播出时，反射电压和反射功率随着音频信号摆动，且摆动幅度随音频频率升高和调幅度的增大而增大。高频回馈的主要表现为当台内只有本频发射机工作时，发射机工作一切正常，当邻频发射机开启时，主频发射机反射电压和反射功率随之升高，严重时会

4、出现射频包络亮红灯，天线驻波比和网络驻波比红灯闪烁，发射机降功率，直至关机保护。三、高频回馈的分析与测量中波发射台一般为多频率播出，各发射机的功率，天线的高度和形式都不尽相同，因此各频率发射机对于台内别的发射机造成的高频回馈都不尽相同。通过我们收集的数据发现中波广播发射台受地域等各种原因限制，各发射天线之间的距离不可能太远，大多在几十米到几百米之间，而中波广播的波长约在187米561米，所以，一般来说，中波发射台的发射天线都是处于本台其他发射频率天线的中间场中，所以高频回馈的精确计算比较复杂。在我们的实际工作中，一般采用拉弧法和测量法来进行分析。（一）拉弧法拉弧法是一种直接观察法。具体的做法是

5、，发射台内所有发射机停机后，在本频发射机的天调室内，依次满功率开启本台邻频发射机，用天调室内的地钩触碰天线馈电点的铜管，进行拉弧，观察弧光的大小，来判断是否要对该频率进行滤除。弧光越亮表示高频回馈越强，蓝色的弧光比红色的所表明的高频回馈更强。拉弧法简单易行，但是弧光的大小没有一个量化的标准，需要依靠维护人员的经验来判断是否要进行高频回馈的滤除。（二）测量法高频回馈的能量，由天线接收，然后沿天调网络向发射机方向传输，因此可以建立以下模型：图1图1中ui代表由天线接收下来的高频回馈信号，uo为整个天调网络输出的高频回馈干扰电压，R+jX为天线在干扰频率上的内阻。R1+jX1为从网络口向发射机方向看

6、过去的阻抗，这个阻抗数值的理论推算很复杂，可以通过实验方法间接测量得到R1+jX1，具体做法如下：在发射机关机的情况下，断开发射机与传输电缆的连接，改接50欧姆纯阻作为发射机的负载。断开发射机功率合成变压器次级与机柜调配网络的连接，用阻抗分析仪（或阻抗电桥）在合成变压器次级点往外测量，得到合成变压器的实际负载r（一般还带有小的容性虚部），因为丁类功放桥的效率大约90%，所以推算出合成变压器次级的输出等效交流阻抗为。用阻值为的金属膜电阻接在发射机输出网络与合成变压器次级的连接点与地之间上，做为合成变压器的次级内阻。合成变压器次级与发射机输出网络点依然断开。然后恢复发射机与传输电缆的连接，同时断开

7、传输电缆与天调网络的连接，从传输电缆的天调网络室端往发射机方向用阻抗分析仪测量各干扰频率及其附近频率的阻抗，就得到了图中所需的R1+jX1。把图1的所有模型数据输入到电路仿真软件，就可以用软件示波器测量得到ui和uo的关系。应注意R+jX为天线在相应的邻频上的阻抗。ui也可以通过实际测量获得断开本频天线与网络的连接，用示波器挂在天线端口上，然后开启本台其他频率发射机（不加调制），此时示波器上的电压读数即为ui。经验表明，对于3KW发射机，只要使 就可以达到比较满意的滤除高频回馈的效果。如果效果不理想，可以通过改变图1中的“阻抗匹配部分”和“抑制高频回馈部分”的电路形式和参数，重新用仿真软件进行

8、检验，直到获得满意的效果。对于其它功率等级的发射机，uo的参考值可以按3KW机的数据，根据电压与功率的关系进行推算。有条件的发射台也可以通过场强测试仪，测得天线处的场强，并查表得到天线的增益G，然后通过，求得天线接收到的高频回馈的能量进行分析4。另外，也可以将设计的调配网络输入电脑通过仿真软件对邻频衰减量进行仿真分析，通过大量的实例分析，在实践的基础上，我们也总结了一个简单易用的参考模型，即中波天线调配网络对邻频高频回馈最小衰减量的要求具体可表示为：12 + 10lg(P1/P0) + 40lg(/2r)(天线距离小于半波长) 或12 + 10lg(P1/P0) - 20lg(r/2)(天线距

9、离大于半波长)其中P1为邻频干扰发射机的功率，P0为本机功率，为邻频频率。四、高频回馈抑制的具体电路形式及分析2图2高频回馈抑制常用的解决方法有：并接于网络中的串联谐振滤波器（吸收单元）、串接于网络中的并联谐振滤波器（阻塞单元）和带通滤波器三种方式，具体形式如图2所示。另外，防雷网络中的L0也对高频回馈有广谱抑制的作用。（一）并接于网络中的串联谐振滤波器（吸收单元）吸收单元的基本模型如图2（a）所示，发射机工作频率为f1，干扰频率为f2。L、C串谐于干扰频率，吸收回路的电压与电流的关系如下：吸收单元的I的选择很关键，I越大，滤波效果越好，由上式可以看出IL与L成反比，IL越大，则L越小，增大边

10、带反射和载波损耗可能性就越大，当所吸收的频率很接近载波频率时，L的取值要尽可能大，否则载波能量损耗和边带反射都会很大。在实际应用中经常在吸收单元电路的两端并联一个电抗元件，并联后的电路在本频上呈并联谐振状态，对网络阻抗匹配状态的直接影响被消除。如果需要使用多个吸收单元，则可共用一个并联电抗元件，其原理是一样的。（二）串接于网络中的并联谐振滤波器（阻塞单元）阻塞单元的基本模型如图2（b）所示，发射机工作频率为f1，干扰频率为f2。阻塞单元中L、C并谐于干扰频率，阻塞单元的并谐阻抗可表示如下：在阻塞单元的设计中，L、C的并谐阻抗大小的选择是关键，决定着阻塞网络的阻塞效果好坏。C我们一般采用的是高频

11、低损耗电容，一般来说，其Q值远高于电感，那么并谐阻抗主要取决于电感量L及其Q值大小。电感元件的等效并联电阻越大，阻塞的效果就越好。但是，当阻塞频率与载波频率很接近时，就要考虑牺牲一定的阻塞效果，来保证网络的通带特性。这时，L取值就要尽可能小，否则L、C的载波环流会很大，不仅增加损耗还很不利于载波边带发射的抑制。在实际应用中，经常采用一个电抗元件与阻塞单元电路串联，在本频上呈串联谐振状态，以消除对网络阻抗匹配状态的直接影响。（三）带通滤波器图2（c）所示为二阶带通滤波器原型，L1、C1和L2、C2分别串谐和并谐于载波频率，所以在载波频率下其存在没有任何影响，不起衰减作用。当频率离载频越远时，串臂

12、L1、C1呈现的电抗值越大，其分压作用越明显，同时并臂L2、C2的分流作用也越大（远离并谐的大阻抗状态），因此衰减作用越大。选择带通滤波器的通带特性，应考虑发射机频率特性的要求，即要有一定的带宽；选择其阻带特性应满足被阻频率需达到一定的衰减量。图中R1为网络源阻抗，R2为网络负载阻抗，这里R1=R2=R，ak为网络元件标称常数，可查表获得，各元件的计算式为： 带通滤波器的阶数越高时，元件数越多，通带更趋平坦，阻带衰减更陡，但是，阶数越高，在调配网络中，元件伏安量普遍较大，元件相互之间有影响，调试难度也加大，所以通常用二阶带通，而实际上还要根据发射机的输出功率，计算出各元件的电流电压及伏安量。若

13、遇到并联回路元件的电流过大时，还可变更L2来加以调节，如图（d）所示。在L2上多加一个抽头，以升高输出电压来减小电流。因为功率是恒定的，电压越高电流就越小2。注意串臂和并臂的位置一定要按图2 （c）所示安放，否则起不了应有的作用。元件取值上L1越大、L2越小，带通效果越好，但引起边带反射增大的副作用也越明显。（四）高频回馈滤波网络的选择高频回馈滤波网络的选择应的综合台内的实际播出情况来考虑，如果台内或机房各播出频率间隔小，天线距离又近，干扰强度大，则可考虑使用吸收单元或阻塞单元进行分别滤除，在实际应用中，吸收单元或阻塞单元的总数最好不要超过4个，否则很难保证边带反射不超标。如果干扰频率个数较多

14、，且都与工作频率间隔较远，干扰强度不是很大，则可考虑使用二阶带通滤波器或利用阻抗匹配电路的高通或低通特性给予集中滤除。高阶带通滤波器使用的元件多，调整起来相互影响大，不推荐使用。如果台内的播出情况比较复杂时可考虑两者结合应用，用谐振滤波器滤除个别频率，用带通滤波器将其余频率都给予必要的衰减。值得一提的是，防雷电感L0位于网络的最前端，采用微亨级的电感接入，降低了天线体本身的对地阻抗，有利于提高抗干扰（高频回馈）能力。它是一种对很多频率都有效的抑制高频回馈的措施，因此合理的选择L0提高网络的高频回馈的抑制能力。但其抑制效果不如陷波网络和阻塞网络3。（五）防高频回馈部分在天调网络中的位置“防高频回

15、馈部分”最好安排在最靠近传输线接口处，就是考虑到最大限度地减少边带反射。因为防高频回馈的具体办法主要是使用带通滤波器、吸收单元或阻塞单元，它们的存在都会使电路中的电抗随频率的变化更加激烈，从而减小电路带宽、增大边带反射。它们如果被放在“阻抗匹配部分”之前，靠近天线位置，那么其影响大多会被进一步放大。五、实例分析以我台后滨机房为例，共有两副T型天线，三个频率播出，由于环境所限两个天调室的直线距离只有约80米，天线距离小于机房任何一个播出频率的1/2波长。这两副天线所担负的发射频率、波长、额定功率和根据本文上述方法计算天线调配网络对邻频干扰的最小衰减量的要求，具体如表一所示：表一 相关参数机号1#

16、机2#机3#机1107KHz调配网络对603KHz的最小衰减量要求应达到26.47db以上，1557KHz的最小衰减应达到10db以上频率（KHz）1107603 1557波长（m）271497.5192.7额定功率(KW)1033天线阻抗40.2+191.5j60-1021j222.3+390.7j备注双频共塔以1107KHz天调网络为实例进行分析，先不考虑对高频回馈的抑制，进行1107KHz天调网络的设计，得到图3所示网络。将该网络输入电脑，用multisim软件进行仿真，分别进行阻抗特性及传输特性仿真测量，结果如图3所示：图3从仿真结果可以看出，当f=603KHz时，TPG=-17.15

17、db，当f=1557KHz,TPG=-29.59db,频带宽度=7KHz(驻波比S1.2) ，从仿真的结果看，网络对603KHz的邻频干扰的抑制没有达到要求，在实际应用中我们也发现，使用图3网络，在1#机播音过程中，如开启603KHz发射机，1#机反射功率升高，射频包络和天线驻波比亮红灯，显然仿真结果与实际情况相符，所以应在1107KHz天调网络中加入对603KHz的高频回馈抑制。图4选择在原有的天调网络上加上603KHz的吸收网络，并将吸收网络放在网络最靠近馈线端，以最大限度地减少边带反射，吸收网络在本频呈现感抗，在其两端并联电容，以消除其对网络阻抗匹配状态的直接影响，如图4网络所示，重新对

18、新网络进行仿真，结果如图4所示。从仿真结果可以看出，当f=603KHz时，TPG=-83.9db，当f=1557KHz,TPG=-30.69db, 频带宽度=7KHz(驻波比S1.2)，频带宽度不变，网络达到设计要求。实际投入运行后，发射机工作正常，各指标达到要求。试着将603KHz的吸收网络的位置稍做调整，放置于稍靠近天线端，如图5网络所示，图5重新对新网络进行仿真，仿真结果如图5。从仿真结果看，结果出现了双峰，虽然网络对603KHz和1557KHz 的衰减量达到了要求，但是网络在734KHz左右出现了一个小峰，其TPG=-1.186dB，网络的带宽也变窄，频带宽度=6KHz(驻波比S1.2)，由此可见，吸收单元放置的位置改变对网络调配参数的影响。六、结束语高频回馈在多频率播出的中波广播发射台不可避免，威胁着安全播出，通过建立电路模型对高频回馈进行量化分析，选择合适的解决方案能将危害降到最小。在实际工作中，Multisim 仿真软件作为高频回馈分析和解决的辅助工具，其运用能大大减轻调配网络调试的工作强度和难度。【参考文献】1吕丽 HYPERLINK /Article/CJF