第05章+数字基带传输系统+

1、 目目 录录 5.1 引言引言 5.2 数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性 5.3 基带传输的常用码性基带传输的常用码性 5.4 基带脉冲传输与码间干扰基带脉冲传输与码间干扰 5.5 无码间干扰的基带传输特性无码间干扰的基带传输特性 5.6 眼图眼图 5.7 部分响应系统部分响应系统 5.8 时域均衡时域均衡 功率谱密度为低通型的数字信号为数字基带信号；若通信信道的传递函数为低通型的，则称此信道为基带信道； 如同轴电缆、双绞线有线信道。数字基带信号通过基带信号传输称此传输系统为数字基带传输系统。 实际工程中有此系统，数字基带系统中的许多概念，结论可应用于数字已调系统。包括了正弦载

2、波的数字调制器及解调器的数字通信系统称为频带传输系统。 5.1 引引 言言 无线通信和光通信（均属带通型）中一般需要用调制解调器，当终端机（用户）离收发信机较远时，则终端机与发射机之间、与接收机之间的传输系统应严格按照基带传输系统的有关原则来设计。5.1 引言引言 一、数字基带系统：一、数字基带系统： 其基本结构如图所示： 其中：信道信号形成器用来产生适合于信道传输的基带信号；接收滤波器用来接收信号和尽可能排除信道噪声和其他干扰； 抽样判决器则是在噪声背景下用来判定和再生基带信号； 5.1 引引 言言 1. 基带传输系统的许多问题也是频带传输系统必须考虑的； 2. 基带传输系统的迅速发展使其不

3、仅可以用于低速数据传输，而且也可广泛应用于高速数据传输； 3. 理论上可以证明，任何一个采用线性调制的频带传输系统，总可以由一个等效的基带传输系统代替； 5.2 数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性 一、数字基带信号： 数字基带信号是指消息代码的电波形，它是用不同的电平或脉冲来表示相应的消息代码。 本章介绍几种常用码型，码型是以矩形脉冲为基础的。 脉冲宽度等于码元宽度Ts. 电传机等数字终端机都是发送或者接受这种波形。此码型不宜传输，原因有1）有直流，一般信道难于传输零频附近的频率分量。2）收端判决门限与信号功率有关，不方便。3）不能直接用来提取位同步信号，因NRZ中不含有位同步信

4、号频率成分。4）要求传输线有一根接地。=Ts, 有正负电平。不能直接提取位同步信号； Ts；可用来提取位同步信号，NRZ码的其他缺点存在。 Ts ，NRZ码的缺点都不存在，整流后可提取位同步信号。5、差分码（相对码） 反映相邻代码的码元变化。若以相邻码元变化表示传号1，不变表示空号0，称为传号差分码。反之称为空号差分码。差分编码与译码电路：关 系： 11nnnnnnbbabab绝对码：差分码（相对码）：5.2 数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性 6、多进制码 5.2 数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性 若令 代表二进制符号的“0”， 代表二进制符号的“1”，码元间隔

5、为 ，则数字基带信号可表示为： 其中： 为第n个信息符号所对应的电平值(0、1或 1等)； 一般情况下，数字基带信号可用随机序列表示，即： 二、数字基带信号的频谱特性：二、数字基带信号的频谱特性： 研究基带信号的频谱结构可以了解信号需要占据的频带宽度，所包含的频谱分量，有无直流分量，有无定时分量等。由于数字基带信号是随机的脉冲序列，因此没有确定的频谱函数，只能用功率谱来描述它的频谱特性。 设二进制随机脉冲序列s(t)为：nntsts)()(5.2 数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性 其中： u(t)是s(t)的交变波分量，是随机信号；v(t)是s(t)的稳态波分量，是以 为周期的

6、周期信号； -Ts/2g2(t)tg1(t)Ts/2-Ts/2Ts/2V(t)tt若ts(t)1 0 0 1 0 1 1u(t)t则 （连续谱） （离散谱） （连续谱） （直流分量） （谐波分量） 随机脉冲序列的功率谱密度 可能包括两个部分： 连续谱分量 和离散谱分量 ；其中连续谱分量总是存在的，而离散谱分量在某些特殊情况下不存在或某些离散谱分量不存在。 则s(t)的功率谱密度为： 5.2 数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性例如：当 及 是双极性脉冲时，且波形出现的概率为： 则 不含离散谱分量。 推导过程板书 结 论： 双边谱mssssssmffmfGpmfpGffGfGppff

7、p)()()1 ()()()()1 ()(212221单边谱122122212221)()()1 ()(2)()0()1 ()0()()()1 (2)(msssssssmffmfGpmfpGftGppGffGfGppffp讨 论 各符号意义 在数值上等于码速率。 P为1出现的概率， 各项的物理意义： 为交变项中的各种连续谱，一定存在 ；根据连续谱可以确定随机序列的带宽； 是由稳态项中的直流分量，零频离散谱，不一定存在 ； ,1ssTf 的傅氏变换是)(),()(),(2121tgtgfGfG221)()()1 (2fGfGppfs)() 0 ()1 () 0 (2212tGppGfs 是稳态项

8、中的频率，为mfs的离散谱 ；根据离散谱可以确定随机序列中是否包含直流分量（m=0）和定时分量（m=1）(用于提取同步信号)； 离散谱不存在的条件： 离散谱存在的条件： 且G1(mfs)和G2(mfs)至少一个不为零 ； e.g 见讲义12212)()()1 ()(2mssssmffmfGpmfpGf0)()1 ()(21tgptpg0)()1 ()(21tgptpg5.3 基带传输的常用码型基带传输的常用码型 一、常用线路码型的要求： 对传输用的基带信号主要有两个方面的要求： 1、对代码的要求，原始消息代码必须编成适合于传输用的码型； 2、对所选码型的电波形要求，电波形应适合于基带系统的传输

9、； 5.3 基带传输的常用码型基带传输的常用码型 基带传输常用码型的主要特征：基带传输常用码型的主要特征： 1. 能从其相应的基带信号中获取定时信号； 2. 相应的基带信号无直流分量且只有很小的低频成分； 3. 不受信源统计特性的影响，能适应信源的变化； 4. 尽可能的提高传输码型的传输效率； 5. 具有内在的检错、纠错能力； 二、基带传输的常用码型：二、基带传输的常用码型： 基带传输的常用码型包括：AMI码、HDB3码、PST码、Manchester码、Miller码、CMI码、nBmB码、4B/3T码等等。 5.3 基带传输的常用码型基带传输的常用码型 1. AMI码（传号交替反转码）：码

10、（传号交替反转码）： 编码规则：将二进制消息代码“1”（传号）交替地变换为传输码的“+1”和“-1”，而“0”（空号）保持不变。 优点：由于+1与-1交替，AMI码的功率谱中不含直流成分，高、低频分量少，能量集中在频率为1/2码速处。 不足：当原信码出现连“0”串时，信号的电平长时间不跳变，造成提取定时信号的困难。解决连“0”码问题的有效方法之一是采用HDB3码。 AMI码半占空的双极性归零码，其功率谱中无离散的时钟分量，在收端，只要将双极性归零码的信号波形经非线性变换（全波整流）变成单极性归零码，即可从中提取定时信息。 CCITT建议AMI码为PCM系统北美序列24路时分制数字复接一次群1.

11、544Mbit/s的线路码型。e.g2. HDB3码（三阶高密度双极性码）码（三阶高密度双极性码） 编码规则： （1）、当信码的连“0”个数不超过3时，仍按AMI码的规则编，即传号极性交替； （2）、当连“0”个数超过3时，则将第四个“0”改为非“0”脉冲，记为+V或-V，称之为破坏脉冲。相邻V码的极性必须交替出现，以确保编好的码中无直流； （3）、为了便于识别，V码的极性应与其前一个非“0”脉冲的极性相同，同时要满足（2），否则，将四连“0”用“B00V”取代，+B或-B称为补偿点,B符号的极性与前一非0符号的极性相反，V的极性与B相同； （4）、出现BV符号对后，令后面的非0符号重新开始变

12、号，方法是与前一个B的符号相反，以保证相邻的同极性符号最多只能有两个。 例 1 0 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 1 0 0 0 0 0 HDB3 1 0 0 0 V 0 -1 1 B 0 0 V 1 0 0 0 V 0 波形 HDB3码 保留了AMI码的优点，克服了AMI连0多的缺点。 一，二，三 次群的接口码型；HDB3码是半占空的双极性归零码。 5.3 基带传输的常用码型基带传输的常用码型3. PST码（成对选择三进码）：码（成对选择三进码）： PST码编码规则如下： 先将二进制代码两两分组，然后再把每一码组编码成两个三进制数字（+、-、0）。因为两位三进制数字共有9种状态，故

13、可灵活地选择其中的四种状态。如下表所示；为防止直流漂移，当在一个码组中仅发送单个脉冲（01或10）时，两个模式应交替变换。 PST码的编码过程较简单，能够提供足够的定时分量，且没有直流分量；但在识别时需提供分组信息，即需建立帧同步。 5.3 基带传输的常用码型基带传输的常用码型 4. Manchester码（绝对双相码（曼彻斯特）：码（绝对双相码（曼彻斯特）： 编码规则之一：“0”码用“01”两位码表示，“1”码用“10”两位码表示。二进制代码 + 模式 - 模式 00- + - + 010 + 0 - 10+ 0 - 0 11+ - + - 5.3 基带传输的常用码型基带传输的常用码型 Ma

14、nchester码只使用两个电平，编码过程简单，能够提供足够的定时分量，且没有直流漂移；但它的带宽要宽些。 推广：差分双相码差分双相码 先将输入的NRZ波形变换成差分波形，再进行绝对双相码编码即可得到本地局域网中常用的差分双相码。 5. Miller码（延迟调制码、密勒码码（延迟调制码、密勒码 ）：）： 编码规则：“1”码用码元间隔中心点出现跃变来表示，即用“10”或“01”表示。“0”码有两种情况：单个“0”时，在码元间隔内不出现电平跃变，且与相邻码元的边界处也不跃变，连“0”时，在两个“0”码的边界处出现电平跃变，即“00”与“11”交替。 5.3 基带传输的常用码型基带传输的常用码型 比

15、较Manchester码与Miller码可以发现，Manchester码的下降沿正好对应于Miller码的跃变沿，因此可以用Manchester码的下降沿去触发双稳电路来得到Miller码。 Miller码主要用于气象卫星和磁记录，以及低速基带数传机中。 6. CMI码（传号反转码）：码（传号反转码）： CMI码编码规则如下：“1”交替用“11”和“00”表示；“0”用“01”表示。 CMI码含有丰富的定时信息，主要用于PCM四次群的接口码型以及光缆传输系统中的线路传输码型。5.3 基带传输的常用码型基带传输的常用码型6、nBmB码： 把原信息码流的n位二进制码作为一组，编成m位二进制码的新码

16、组。7、4B/3T码型：5.4 基带脉冲传输与码间干扰基带脉冲传输与码间干扰 一、数学模型 设发送基带信号为： 则发送滤波器产生信号为： 发送滤波器至接收滤波器的传输特性为： nsTnTnTtgatgtdts)()(*)()(发滤波器信道收滤波器抽样判决anGT()c()GR()y(t)n(t)cp(t)ans(t)5.4 基带脉冲传输与码间干扰基带脉冲传输与码间干扰 在 时刻，抽样判决器输入抽样值为： )()()()(*)()(tnnTthatnthtdtyRnsnR5.4 基带脉冲传输与码间干扰基带脉冲传输与码间干扰 抽样判决器对y(t)进行抽样判决，以确定所传输的数字信息序列。若对第k个

17、码元ak进行判决，应在t=kTs+t0时刻上（t0是信道和接收滤波器所造成的延迟）对y(t)抽样，得： )()()()(0000tkTntTnkhathatkTysRknsnks5.4 基带脉冲传输与码间干扰基带脉冲传输与码间干扰 式中，第一项akh(t0)是第k个码元波形的抽样值，它是确定ak的依据。第二项 是除第k个码元以外的其他码元波形在第k个抽样时刻上的总和，它对当前码元ak的判决起着干扰的作用，称为码间串扰值。 第三项 是输出噪声在抽样瞬间的值，它是一种随机干扰，也影响第k个码元的正确判决。knsntTnkha)(0)(0tkTnsR5.4 基带脉冲传输与码间干扰基带脉冲传输与码间干

18、扰 推论：为使基带脉冲传输获得足够小的误码率， 必须最大限度的减小码间干扰和随机噪声的影响。 二、码间串扰与噪声 001001t/sd(t)m(t)r(t)Ts(t)r(kTs)Ts(t)m(t)无码间串扰有码间串扰5.5 无码间干扰的基带传输特性无码间干扰的基带传输特性 一、时域条件 当 时，码间串扰值相互抵消，但无法实现。这就需要对h(t)的波形提出要求，若相邻码元的前一个码元的波形到达后一个码元抽样判决时刻时已经衰减到0，就满足要求。但这样的波形不易实现，因实际的h(t)波形有很长的“拖尾”，也正是由于每个码元“拖尾”造成相邻码元的串扰。但只要在t0+Ts，t0+2Ts等后面码元抽样判决

19、时刻上正好为0，即： knsntTnkha0)(05.5 无码间干扰的基带传输特性无码间干扰的基带传输特性 每个串扰值都等于0，是可能实现的。此为消除码间串扰的时域条件。 C , n=kh(k-n)TS+t0= 时，一定无码间串扰 0 , nk5.5 无码间干扰的基带传输特性无码间干扰的基带传输特性 二、频域条件（奈奎斯特第一准则）二、频域条件（奈奎斯特第一准则） 码间干扰取决于基带系统的传输特性H()，若抽样时刻取 ，则无码间干扰的基带系统其单位冲击响应满足以下关系： 相应的H()应满足： 上式 含义为：将H(w)在w轴上移位 ，然后把各项移至在 区间内的内容进行叠加。 上式物理意义：按 （

20、其中n为整数）将H(w)在w轴上以 间隔切开，然后分段沿w轴平移到（ ）区间内进行叠加，其结果为一常数。这种特性称为等效理想低通特性，记 ： isTiH)2(sTi2sTsTn) 12(sT2ssTT,)(eqHssiseqTTTTiHHH, 0,)2()()(三、无码间串扰的几点说明 1、理想低通的传递函数H(w)，令它的截止角频率为w/2（频率为f0/2），其冲激响应h(t)的零点位置分别在 、 、。下一个冲激响应到来的时间，是Tb的时长，若正好等于 ，则在抽样时刻正好时其他脉冲响应的过零点。 理论上存在当 时，无码间串扰。令理想低通的带宽 ， 而传码率 ，有 的关系； 2、从图可以看出，

21、 是做到无码间串扰的最小的码元宽度，即 是可得到的最大的无码间干扰的传码速率；称 为莱奎斯特间隔；称 为莱奎斯特速率；0204020012fTb20fW bBTR1WfRB200012fTbWfRB20WfTb211200WfRB20 3、小于2W的传码速率时，并不意味着一定无码间串扰，只有在2W的整数分之一的速率下，才无码间串扰； 4、在理想低通的情况下，系统可得到最大频带利用率2B/Hz。5.5 无码间干扰的基带传输特性无码间干扰的基带传输特性 四、举 例 余弦滚降频率特性：（可参照王兴亮数字通信原理与技术P111进一步讲解） 频率特性及冲激响应波形分别如下图所示。 122212141co

22、ssin2)(SSSSSTTtTtTtTtth式中 冲激响应的第一项为理想低通系统的冲击响应，此系统无码间串扰的码速率为RB= Bd，无码间串扰的最大码速率为2W Bd，占用信道带宽为Bc=W(1+)，式中为滚降系数，故升余弦滚降系统的最大频带利用率为 kw2aB12aMb1log22Bd/Hz bps/Hz 两种系统的比较： 理想低通系统的频带利用率高，但系统时域响应衰减慢，对定时信号（抽样信号）相位抖动敏感，对位同步信号相位抖动的要求严格，余弦滚降系统的频带利用率低，但对抽样信号相位抖动的要求不严格。 5.6 无码间干扰基带系统抗噪性能无码间干扰基带系统抗噪性能 上节讨论了不考虑噪声影响时

23、，能够消除码间串扰的基带传输特性，本节讨论无码间串扰的条件下，噪声对基带信号传输的影响，即计算噪声引起的误码率。 一、几个函数 Q函数 误差函数 互补误差函数 xdzzxQ2exp21)(2xdzzxerf02)exp(2)()(1)(,)2(2)(,221)()exp(2)(2xerfxerfcxQxerfcxerfcxQdzzxerfcx5.6 无码间干扰基带系统抗噪性能无码间干扰基带系统抗噪性能 二、二进制数字基带系统的误码率二、二进制数字基带系统的误码率d(t) r(t)n(t)cp(t) GT(f)C(f) GR(f)抽样判决x(t)=r(t)+nR(t) r(t)=d(t)*h(t

24、) , nR(t)=n(t)*gr(t) 5.6 无码间干扰基带系统抗噪性能无码间干扰基带系统抗噪性能 设基带传输系统无码间干扰，信道等效加性噪声是均值为零、方差为 的高斯白噪声 ，发送双极性基带信号，则抽样判决器输入信号样值为： 所以当发送“1”时，过程的一维概率密度为： 当发送“0”时，过程的一维概率密度为： 5.6 无码间干扰基带系统抗噪性能无码间干扰基带系统抗噪性能 如图所示： 若取判决门限为 ，则将“1”错判为“0”的概率 及将“0”错判为“1”的概率 分别如阴影部分所示： 5.6 无码间干扰基带系统抗噪性能无码间干扰基带系统抗噪性能 若发送“1”的概率为P(1)，发送“0”的概率为

25、P(0)，则系统的总误码率为： 通常，把使总误码率最小的判决门限电平称为最佳门限电平： 若P(1) = P(0) = 0.5，则最佳门限电平为： 5.6 无码间干扰基带系统抗噪性能无码间干扰基带系统抗噪性能 此时系统的总误码率为： 显然，系统的总误码率依赖于信号峰值A与噪声均方根值 之比（比值越大，则总误码率越小），而与所采用的信号形式无关。 若采用单极性波形，则系统的最佳门限电平和总误码率将分别变成： 5.6 无码间干扰基带系统抗噪性能无码间干扰基带系统抗噪性能 其中A是单极性基带波形的峰值。三、与误码率有关的因素 信号功率越大，Pe越小。 噪声功率越小，Pe越小。 码间串扰越小，Pe越小。

26、 位同步抖动越小，Pe越小。 码速率越小，Pe越小，因RB小，接受滤波器带宽小，噪声功率小。 5.7 眼图眼图 如果将输入波形输入示波器的Y轴，且调整示波器的水平扫描周期与码元定时同步，则在示波器上会显示像人眼睛一样的图形，这就是所谓的眼图。 在实际系统中，由于发送滤波器特性、信道特性、接收滤波器特性等因素的影响，难以对码间干扰做出定量的分析，因此常通过观察眼图的方法来估计码间串扰和噪声对系统性能的影响，这就是眼图分析法。 眼图的简化模型如图所示： 最佳抽样时刻应该是“眼睛”张开最大的时刻； 眼图中央的横轴对应于判决门限电平； 抽样时刻阴影区的垂直高度即信号幅度的畸变范围； 5.7 眼图眼图

27、在抽样时刻上、下两阴影 区间隔的一半称为噪声容 限，若噪声的瞬时值超过 该容限，则可能发生错判； 在眼图中央横轴上左（右） 角阴影区的水平宽度表征 了信号零点的变化范围， 对于定时信号的提取具有 重要意义； 5.7 眼图眼图 无码间串扰 有码间串扰5.8 部分响应系统部分响应系统 问题提出：按照奈奎斯特第一准则设计出来的系统，若采用理想的低通，具有最大频带利用率，但h(t)收敛慢，且物理不可实现；若选择有一定滚降特性的H()，其频带利用率会下降。能否有一种传输特性，即系统的频谱宽度限定在与理想低通相同的宽度，而其响应波形的衰减又比较快的系统？有，但该系统以2B/Hz速率传输时有码间串扰。 5.

28、8 部分响应系统部分响应系统 基本设计思想：在既定的信息传输速率下，采用相关编码法，在前后符号间注入相关性，用来改变信号波形的频谱特性，使传输信号的波形频谱变窄，达到提高频谱的利用率。 关 键：系统相关编码使限带系统的发送、接收滤波器既能物理可实现，又可达到奈奎斯特带宽的要求，但相关编码会使该基带传输系统在收端抽样时刻引入码间串扰，然而此码间串扰是受控的，已知的，所以在收端检测时可解除其相关性，恢复原始数字序列。 该系统所形成的信号波形称为部分响应波形；利用部分响应波形进行传输的基带传输系统称为部分响应系统。 5.8 部分响应系统部分响应系统 一、第类部分响应波形 示 例：用两个间隔为一个码元

29、长度Tb的 波形相加，则相加后的波形g(t)： xxsin41cos4)2()2(sin)2()2(sin)(22ssssssssssTtTtTtTTtTTtTTtTtg5.8 部分响应系统部分响应系统 由上图可知，除在相邻的取样时刻t=Ts/2处g(t)=1外，其余的取样时刻上，g(t)具有等间隔零点。g(t)的频谱： ssssTTTTG,0,2cos2)( g(t)的频谱限制在（-/Ts，/Ts）内，且呈缓变的半余弦滤波特性。其传输带宽为B=1/2Ts，频带利用率为HzBTTBRssB/2211达到最大值。 讨 论：g(t)波形的特点： g(t)波形的拖尾幅度与t2成反比，而sinx/x波

30、形幅度与t成反比，说明g(t)波形拖尾的衰间速度加快了。从上图可知，相距一个码元间隔的两个sinx/x波形的“拖尾”正负相反而相互抵消，使合成波形“拖尾”迅速衰减； 二 相关编码 这种部分响应波形解决了sinx/x波形拖尾和物理不可实现的两个缺点，但它的抽样时刻选择在相邻码元与发送码元有相同幅度串扰时，即，当发送信码为an时，接收波形在抽样时刻上的抽样值cn应为an与前一信码串扰值之和， 。如图，若an的取值为+1和-1，当采用这种部分响应信号作为接收波形时，其抽样时刻的值将有-2、0、+2三种取值。 1nnnaac例： 二进制信码 1 0 1 1 0 0 0 1 0 1 1 an +1 -1

31、 +1 +1 -1 -1 -1 +1 -1 +1 +1 an-1 +1 -1 +1 +1 -1 -1 -1 +1 -1 +1cn=an+an-1 0 0 +2 0 -2 -2 0 0 0 +2同号异号201nnnaac 定 义：将 称为部分响应信号的相关编码。 为消除相关编码的影响，在传输系统的接收端由接收到的抽样值序列 恢复原序列 时，必须作如下运算： 1nnnaac nc na1nnnaca 相关编码作用： 使系统的频带利用率达到2B/Hz且系统时域响应衰减快，放宽对定时抖动的要求。 码间串扰规律： kTS时刻的抽样值包含了第k 个码元输入信号及第（k-1）个码元输入信号的贡献。 三 预编

32、码 若在传输过程中，序列 中某个抽样值因干扰而发生差错，则不但会造成当前恢复的an值错误，而且会影响以后的an+1、an+2、抽样值。 nc例： 输入信码 1 0 1 1 0 0 0 1 0 1 1 an +1 -1 +1 +1 -1 -1 -1 +1 -1 +1 +1 an-1 +1 -1 +1 +1 -1 -1 -1 +1 -1 +1发送cn=an+an-1 0 0 +2 0 -2 -2 0 0 0 +2接收端 0 0 +2 0 -2 0 0 0 0 +2接收端 +1 -1 +1 +1 -1 -1 +1 -1 +1 -1 +3 为避免因相关编码而引起的“误码传播”现象，在发送端相关编码之前

33、先进行预编码，定义为： 这样实际传送的是bn，而不是an，把 作为发送序列， ，形成g(t)波形，则误码不会传播下去。对cn值再做模2处理即可得到an序列，即： 1nnnbab nb nb1nnnbbcnnnnnnabbbbc12mod12mod例：输入信码 1 0 1 1 0 0 0 1 0 1 1 an +1 -1 +1 +1 -1 -1 -1 +1 -1 +1 +1 bn +1 +1 -1 +1 +1 +1 +1 -1 -1 +1 -1 bn-1 +1 +1 -1 +1 +1 +1 +1 -1 -1 +1发送cn=bn+bn-1 +2 0 0 +2 +2 +2 0 -2 0 0接收端 +

34、2 0 0 +2 +2 0 0 -2 0 0接收端 0 1 1 0 0 1 1 0 1 1 0,12,0nnncca当当判决规则： 第I类部分响应系统的实现可概括为“预编码相关编码模2判决”过程。 原理框图： 设 ak为二进制，L=2，则 11,kkkkkkbbcbab四 部分响应系统的实现 理想低通无码间串扰，故当无噪声时对r(t)抽样判决结果仍为Ck,模2处理后为a k。 22cos)(2)()1 ()(SSTjSTjeTHHeG 1 , |f|fS/2H(f)= 0 , 其他 2cos(f/fS) , |f|fS/2| G(f)|= 0 , 其他当RB=fS 时网络G(f ) 一定有码间

35、串扰 5.8 部分响应系统部分响应系统 五 部分响应系统的一般形式 部分响应波形的一般形式可以是N个sinx/x波形之和，其表达式为：) 1() 1(sin)()(sinsin)(21ssssNssssssTNtTTNtTRTtTTtTRtTtTRtg式中R1，R2，RN为整数加权系数；频谱为： ssNmTmjmsTTeRTGs, 0,)(1) 1(Ri（i=1,2, ,N）不同，将有不同类别的部分响应信号，相应有不同的相关编码方式。设输入数据序列ka，相应的相关编码电平 为kC) 1(121NkNkkkaRaRaRCCk的电平数将依赖于ak的进制数L和Ri的取值，一般Ck的电平数将超过ak的

36、进制数。对ak预编码： ) 1(121NkNkkkbRbRbRa 按模L相加 将预编码后的bk进行相关编码： ) 1(121NkNkkkbRbRbRC（算术加） 最后对Ck作模L处理，得：LkkCamod据R取值不同，得I、II、III、IV、V类部分响应信号。5.9 时域均衡时域均衡一、均衡器：一、均衡器： 为了减小码间干扰，可以在基带系统中插入一种可 调（或不可调）的滤波器，这种起补偿作用的滤波器统称为均衡器，根据其研究的角度或领域不同大致可分为两类：频域均衡器和时域均衡器。 频域均衡器是利用可调滤波器的频率特性去补偿基带系统的频率特性，使包括均衡器在内的基带系统的总特性满足实际性能的要求；时域均衡器的原理是将均衡器输入端（即接收滤波器输出端）抽样时刻上有码间干扰的响应波形变换成抽样时刻上无码间干扰的响应波形。 5.9 时域均衡时域均衡 d(t) x(t) y(t) (t) h(t) h(t) H() cp(t) GT() C() GR() T() 抽样判决 H()=H()T() T()均衡网络 信道参数不可能不发生变化，x(t)有码间串扰。T()可自适应信道参数变化，使y(t)无码间串扰、或码间串扰小于x(t)的码间串扰。 Heq(f) 1/2x H(f) 1 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1.5 f/fS x 2x T(