电力电子课程设计

1、目录一、选题背景及意义.2二、设计方案的确定 21主电路拓扑结构 . 22控制方案 2三、主电路工作原理及过程分析 31电容滤波单相桥式不可控整流电路 32降压斩波电路 4四、功率器件定额参数的计算 61整流电路部分 62斩波电路部分 7五、控制系统（电路）设计 7六、结束语 101 结论概括 102 设计体会 10七、附录 111电路原理图 112元器件明细表 12八、参考文献 12一、选题背景及意义随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、 生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电

2、源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了 开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。开关电源是利用现代电力电子技术， 控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源， 开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM控制IC和IGBT构成。开关电源和线性电源相比，二者的 成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新， 使得开关电源技术在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广泛的发展空间。本设计用电容滤

3、波单相桥式不可控整流电路、降压斩波电路、IGBT和SG3525芯片构成斩波电源，可用于科研设备、LED照明、工控设备、通讯设备、电力设备、仪器仪表、医疗设备、半导体制冷制热等领域，并在节约能源、节约资源及保护环境方 面都具有重要的意义。、设计方案的确定1、主电路拓扑结构 如图1所示：图1主电路拓扑结构2、控制方案本设计技术要求经过单相桥式不控整流和电容滤波后得到的直流电压作为直流斩波电路的输入电压，故先由电容滤波的单相桥式不可控整流电路将220V交流电亚整流成直流电压Ud,再由Ud作为降压斩波电路的输入电压；要求降压斩波器的输出 电压在10200V间连续可调，故可用由SG3525芯片组成PWM

4、S形发生器作为降压斩 波电路中IGBT的触发电路，调节触发角来改变占空比从而使输出电压在10200V连续可调。对上述占空比可由设计中要求的斩波器（满载时平均）输出直流电流10A来计算出，同时选择适当的元件，得到符合要求的直流斩波电源。三、主电路工作原理及过程分析1、电容滤波的单相桥式不可控整流电路a)b)图2电容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形a)电路b)波形(1)工作原理及波形分析图2a所示的是单相桥式不可控整流电路，图2b为电路工作波形。假设该电路已工作与稳态，同时由于实际中作为负载的后级电路稳态时消耗的直流平均电流是一定 的，所以分析中以电阻 R作为负载。该电路的基本工作过程是，

5、在 U2正半周过零点至 M=0期间，因U2<Ud,故二极 管均不导通，此阶段电容 C相R放电，提供负载所需电流，同时 “下降。至 赳=0之 后，U2将要超过Ud,使得VDi和VD4开通，4=血，交流电源向电容充电，同时向负 载R供电。设VDi和VD4导通的时刻与 叫过零点相距6角，则U2如下式所示u2 = . 2U 2 sin( t 3)在VDi和VD4导通期间以下方程成立ud(0) - 2U2sin、，一、1 t.Ud(0) 0icdt =U2 c式中，Ud (0)为VDi、VD4开始导通时刻直流侧电压值。将U2代入并求解得iC - 2 CU2 cos（ t 、）而负载电流为U2卫si

6、n，t、.于是id =ic i设VD1和VD4的导通角为 式得二 ；'2 CU 2 cos( t 、)-Usin( t 、)R9 ,则当 到=日时，VD1和VD4关断。将idS) = 0代入上tan（i 、）- - RC电容被充电到 城=9时，ud =u2 = J2u2sin（e+6） , VD1和VD4关断。电容开始以 时间常数RC按指数函数放电，当 时=冗，即放电经过冗日角时，”降至开始充电时 的初值2U 2 sin 5 ,另一对二极管VD2和VD3导通，此后U2又向C充电，与U2正半周的情况一样（2）主要数量关系1）输出电压平均值空载时，Rr°,放电时问常数为无穷大，输

7、出电压最大，Ud =T2U2。整流电压平均值Ud可根据前述波形及有关计 算公式推导得出，但推导繁琐，故此处直接给出Ud 与输出到负载的电流平均值Ir之间的关系。空载时，Ud =7'如2。重载时，R很小，电容放电很快， 几乎失去储能作用，随负载加重Ud逐渐趋近于0.9U2,即趋近于接近电阻负载时的情况。通常在设计时根据负载的情况选择电容C的值，使RC之（1.52.5）T , T为交流电源的周期， 此时输出电压为Ud ： 1.2U22）电流平均值 输出电流平均值Ir为 Ir =Ud. R在稳态时，电容C在一个电源周期内吸收的能 量和释放的能量相等，其电压平均值保持不变，相 应地，流经电容的

8、电流在一周期内的平均值为零， 又由i d = ic+i r得出I d = I R在一个电源周期中，有两个波头，id有两个波 头，分别轮流流过 VDi、VD4和VD2、VD3。反过来 说，流过某个二极管的电流 证只是两个波头中的 一个，故其平均值为I VD = Id 2=IR 23）二极管承受的电压二极管承受的反向电压最大值为变压器二次侧电压最大值，即同2。a)c)图3降压斩波电路的原理图及 波形a ）电路图 b ）电流连 续时的波形 c ）电流断续时的 波形2、降压斩波电路降压斩波电路的原理图及工作波形如图3所示。该电路使用一个全控型器件V图中IGBT,为在V关断时给负载中的电感电流提供通道，

9、设置了续流二极管VQ由图3b中的IGBT的栅射电压Uge波形可知，在t=0时刻驱动V导通，电源E向 负载供电，负载电压u0=E,负载电流i口按指数曲线上升。当11时刻，控制V关断，负载电流经二极管 VD续流，负载电压u口近似为零，负载电流呈指数曲线下降。为了使负载电流连续且脉动小， 通常用接L值较大的电感。至一个周期T结束，再驱动V导通，重复上一周期的过程。当电路工作于稳态时，负载电流在一个周期的初值和终值相等，如图3b所示，负载电流的平均值为tonton 一 lU o =E =E - : Eton toffT式中，ton为V处于通态的时间；联为V处于断态的时间；T为开关周期；3为导通占空比，

10、简称占空比或导通比。负载电流平均值为U o - EMo R若负载中L值较小，则在V关断后，到了 t2时刻，如图3c所示，负载电流已衰减至零，会出现负载电流断续的情况。由波形可见，负载电压u0平均值会被抬高，一般不希望出现电流断续的情况。在V处于通态期间，设负载电流为ii ,可列出如下方程L 半 Rii Em =E dt设此阶段电流初值为Ii。，p=L/R,解上式得 e - E ii =Ii°e EEi-e )R在V处于断态期间，设负载电流为i2 ,可列出如下方程 di2L Ri2 Em =0 dt设此阶段电流初值为I20,解上式得t -tont -toni2 <20e- -%一

11、) R 当电流连续时有I i0 = i2 (t2 )I 20 = ii (ti )即V进入通态时的电流初值就是V在断态阶段结束时的电流值，反过来，V进入断态时的电流初值就是 V在通态阶段结束时的电流值。由上面四式得出I 21E 小(展一I J-e：E I20(i-e。)R -EmR EmRoP d匚ze -i、E= ('-%J-e、E二 (=一吸)=uP o式中，P=T/ r ; m = EM /E ; ti/i =由图3b可知，Iio和I20分别是负载电流瞬时值的最大值和最小值。 把上两式用泰勒级数近似，可得.(- -m)EIi0 = I 20 = =I oR上式表示了平波电抗器 L

12、为无穷大，负载电流完全平直时的负载电流平均值Io,此时负载电流最大值、最小值均等于平均值。四、功率器件定额参数的计算:主电路图如下图所示：220V电容滤波的单相桥式不可控整流电路降压斩波电路LU2VD1 大 VD3A1GBTUoIoRoVD2 22 VE>4 2图4主电路原理图单相交流电输入的有效值 U 2 =220V稳定时电容滤波的单相桥式不可控整流电路的输出电压：Ud =1.2U 2 =1.2 220 =264 V要求斩波器(满载时平均)输出直流电流10A,即I Omax = 10 A要求降压斩波器的输出电压在10200V间连续可调，故Uomax -200 V由输入输出功率相等得：U

13、omin -200 VU Omax I Omax = U d I MAX = I MAXU Omax hmax200 10758 VUd 一 264 一.最大占空比:.=U2 100% .10- 100% =3.79%Ud264最小占空比:Uo_, 200二.=_100%100% =75.76%Ud264(1)电容滤波的单相桥式不可控整流电路部分的参数计算:二极管：承受最大反向电压为：.2U2 = 2 220 = 311 V额定电压为:311 (2 3) =622 933 V最大通态平均电流有效值为：7.58 =5.36AI MAX.2额定电流为:15 25.36 =5.12 6.83A1.5

14、7滤波电容：降压斩波电路的等效电阻为：UdI MAX2647.58= 34.83 Q要求计算时取Ud =1.2U2，故3 5 1x 2 f3 51 -=0.03 0.05250c 0.030.05 0.03 0.05C -=R34.83= 8.61 10" 14.36 104F(2)降压斩波电路部分的参数计算：整流二极管：承受最大反向电压为：Ud = 264 V额定电压为：Ud (2 3) =264 (2 3) =528 792 V最大通态平均电流有效值为：11 二5.76% 2.T 0 IMAXd(wt) = .1 -75.76%IMAX = 4.92 A额定电流为：4.92 (1

15、.5 2) = 4.7 6.27A1.57IGBT:承受最大反向电压为：Ud = 264 V额定电压为：Ud (2 3) =264 (2 3) =528 792 V最大通态平均电流有效值为：'175.76% 2,1-L IMAXd(wt) =、'75.76%IMAX =8.70A, T 0额定电流为：8.70A-(1.5 2) =8.31 11.08 A1.57五、控制电路的设计本设计采用的IGBT触发电路为由SG3525勾成的PWMfe形发生器。电路结构见图5-15V图51GBT触发电路原理图下面主要介绍SG3525A永宽调制器控制电路。(1)、简介SG3525A系列脉宽调制

16、器控制电路可以改进为各种类型的开关电源的控制性能和使 用较少的外部零件。在芯片上的5.1V基准电压调定在土 1%,误差放大器有一个输入共 模电压范围。它包括基准电压，这样就不需要外接的分压电阻器了。一个到振荡器的同 步输入可以使多个单元成为从电路或一个单元和外部系统时钟同步。在Ct和放电脚之问用单个电阻器连接即可对死区时间进行大范围的编程。在这些器件内部还有软起动电路，它只需要一个外部的定时电容器。一只断路脚同时控制软起动电路和输出级。只要 用脉冲关断，通过PWM脉宽调制)锁存器瞬时切断和具有较长关断命令的软起动再循 环。当Vcc低于标称值时欠电压锁定禁止输出和改变软起动电容器。输出级是推挽式

17、的 可以提供超过200mA的源和漏电流。SG3525源歹的NOR(或非)逻辑在断开状态时输 出为低。(2)、SG3525Ag部结构和工作特性1)基准电压调整器基准电压调整器是输出为5.1V , 50mA有短路电流保护的电压调整器。它供电给 所有内部电路，同时又可作为外部基准参考电压。若输入电压低于6V时，可把15、16脚短接，这时5V电压调整器不起作用。2)振荡器3525A的振荡器，除Ct、Rt端外，增加了放电7、同步端3。RT阻值决定了内部 恒流值对Ct充电，Ct的放电则由5、7端之间外接的电阻值Rd决定。把充电和放电回 路分开，有利于通过Rd来调节死区的时间，因此是重大改进。这时 3525

18、A的振荡频率 可表小为：Ct(0.7Rt 3Rd)在3525A中增加了同步端3专为外同步用，为多个3525A的联用提供了方便。同步 脉冲的频率应比振荡频率fS要低一些。15 c-12度基涯调整器16同步 o Ri oCtO分振荡器l!触发器FWH锁存器K+SC1525A：十o 11L 14 5 _n_ 出1/13输出rrefOq5K关闭10 oTSG1S27Ao 11出Aq 14 输 出l_t图6 SG3525内部原理图3）误差放大器误差放大器是差动输入的放大器。它的增益标称值为80dB,其大小由反馈或输出负载决定，输出负载可以是纯电阻，也可以是电阻性元件和电容的元件组合。该放大器 共模输入电

19、压范围在1.83.4V,需要将基准电压分压送至误差放大器 1脚（正电压输 出）或2脚（负电阻输出）。3524的误差放大器、电流控制器和关闭控制三个信号共用一个反相输入端，3525A改为增加一个反相输入端，误差放大器与关闭电路各自送至比较器的反相端。这样避免 了彼此相互影响。有利于误差放大器和补偿网络工作精度的提高。4）闭锁控制端10利用外部电路控制10脚电位，当10脚有高电平时，可关闭误差放大器的输出，因 此，可作为软起动和过电压保护等。5）有软启动电路比较器的反相端即软起动控制端 8,端8可外接软起动电容。该电容由内部 Vref的50uA恒流源充电。达到2.5V所经的时间为t=25V,Cn。

20、占空比由小到大（50%变化。50A6）增加PW顺存器使关闭作用更可靠。比较器（脉冲宽度调制）输出送到PWM1存器。锁存器由关闭电路置位，由振荡器 输出时间脉冲复位。这样，当关闭电路动作，即使过流信号立即消失，锁存器也可维持 一个周期的关闭控制，直到下一周期时钟信号使倘存器复位为止。另外，由于PWM1存器对比较器来的置位信号锁存， 将误差放大器上的噪音、振铃 及系统所有的跳动和振荡信号消除了。只有在下一个时钟周期才能重新置位，有利于可 靠性提高。7）增设欠压锁定电路电路主要作用是当IC块输入电压小于8V时，集成块内部电路锁定，停止工作（具 准源及必要电路除外），使之消耗电流降到很小（约 2mA。

21、8）输出级由两个中功率NPNt构成，每管有抗饱和电路和过流保护电路，每组可输出100mA 组间是相互隔离的。电路结构改为确保其输出电平或者是高电平或者是低电平的一个电平状态中。为了能适应驱动快速的场效应功率管的需要，末级采用推拉式电路，使关断速度更快11端（或14端）的拉电流和灌电流，达100mA在状态转换中，由于存在开闭滞后， 使流出和吸收间出现重迭导通。在重迭处有一个电流尖脉冲，其持续时间约使用时约100ns。使用时Vc接一个0.1uF电容可以滤去尖峰。另一个不足处是吸电流时，如负载电流达到50mAz上时，管饱和压降较高（约1V）。（ 3） 、 IC 芯片的工作直流电源Vs从15号脚引入分

22、两路：一路加到或非门；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的5.1V 基准电压，5.1V 再送到内部（或外部）电路的其他元件作为电源。振荡器5号脚需外接电容Cr,6号脚需外接电阻Rr,即可调节振荡器的频率。振荡器的输出分为两路：一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及二个或非门；另一路以锯齿波形式送至比较器的同相端。比较器的反相端连向误差放大器。误差放大器实际上是个差分放大器，它有两个输入端：1 号脚为反相输入端；2 号脚为同相输入端，这两个输入端可根据应用需要连接。例如，一端可连到开关电源输出电压Vc 的取样电路上（取样信号电压约2.5V）,另一端连到16号脚的分压电路上（应取得2.5V的

23、电压），误差放大器输出9 号脚与地之间可接上电阻与电容，以进行频率补偿。误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，从而在比较器的输出端出现一个随误差放大器输出电压的高低而改变宽度的方波脉冲，再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。或非门另二输入端分别为触发器、振荡锯齿波。最后，在晶体管A和B上分别出现脉冲宽度随 Vc 变化而变化的脉冲波，但两者相位相差180。六、结束语1、结论概括该斩波电源实现了如下技术要求：（1）单相交流220V输入，经过单相桥式不控整流和电容滤波后得到的直流电压Ud,Ud作为直流斩波电路的输入电压。（2）要求降压斩波器的输出电压在10200V间连续可调。（ 3）斩波器（满载时平均）输出直流电流10A。该斩波电源设计较完整，可用于科研设备、LED照明、工控设备、通讯设备、电力设备、仪器仪表、医疗设备、半导体制冷制热等领域，并能节约能源、节约资源及 保护环境等。2、设计体会电力电子技术课程设计是一个重要的实践性环节，它包括课题选择、方案确定、主电路工作原理及过程分析、功率器件定额参数计算、控制电路设计及绘制电路原理图等实践内容。本次课程设计，让我对课本上的知识有了更加深刻的认识和理解，并能够加以扩展，从而应用于实践当中，去设计一个实际的斩波电源。通过课程设计，我熟悉和掌握了电容滤波单相桥式不可控整流电路和降压斩波电路的组成、工作