电动机转差频率间接矢量控制matlab仿真(毕业设计)

1、异步电动机转差频率间接矢量控制matlab仿真摘要本文基于MATLAB 对异步电动机转差频率控制调速系统进行仿真研究。首先分析了异步电动机转差频率控制技术的主要控制方法、基本组成与工作原理。之后对异步电机的动态模型做了分析,进一步介绍了异步电机的坐标变换,对异步电机转差频率矢量控制系统的基本原理进行了阐述,通过仿真工作,证明了其可行性。最后,通过对仿真结果进行分析,归纳出如下结论:单纯的转差频率控制带载能力差,应用转差频率矢量控制可增强电机对转矩的调节能力且无需电压补偿。关键词:转差频率,矢量控制,异步电动机Induction Motor Slip Frequency Indirect V e

2、ctor ControlMatlab SimulationAbstractThis paper focuses on the matlab simulation of the asynchronous motor speed regulationsystem.Firstly , this paper analyzes the main control method , basic composition and working principle of the induction motor slip frequency control technology.Secondly , this p

3、aper analysis the dynamic model of asynchronous motor and further introduces the coordinate transfer and the basic principle of motor slip frequency vector control system. At the same time , the simulation work to prove its feasibility.Finally , according to analysis of the simulation results , the

4、conclusions are as follows simply slip frequency control is always with poor load capacity , on the contrary the vector control applications can enhance the ability to regulate the motor of the torque and withoutvoltage compensation.Key words : slip frequency , vector control , induction motor目录摘要.

5、I Abstract. II 1绪论. (11.1现代交流调速技术的发展 (11.2本文主要研究内容 (22异步电动机转差频率间接矢量控制交流调速系统 (72.1异步电机的特点 (72.2三相异步电动机的多变量非线性数学模型 (72.3矢量控制技术思想 (121.坐标变换的基本思想和原则 (132.三相-两相变换(3s/2s变换 (152.4基于转差频率矢量控制调速系统的组成 (223主电路与控制电路 (253.1 SPWM逆变电路 (253.2控制电路的设计 (264转差频率间接矢量控制的matlab仿真 (304.1仿真模型的搭建及参数设置 (304.2仿真结果与分析 (334.3本章总结

6、 (35参考文献 (36致谢 (371绪论1.1现代交流调速技术的发展在工业化的进程中 ,电动机作为将电能转换为机械能的主要设备。实际应用中要求电机一方面要具有较高的机电能量转换效率;另一方面能够根据生产工艺要求控制和调节电动机的旋转速度。电动机的调速性能如何对节省能量,提高产品质量,提高劳动生产率有着直接的决定性影响。因此 ,调速技术一直是研究的热点。长期以来 ,直流电动机由于调速性能优越而掩盖了结构复杂等缺点广泛的应用于工程过程中。直流电动机在额定转速以下运行时 ,保持励磁电流恒定 ,可用改变电枢电压的方法实现恒定转矩调速;在额定转速以上运行时 ,保持电枢电压恒定 ,可用改变励磁的方法实现

7、恒功率调速。同时采用转速、电流转速双闭环直流调速系统可获得优良的静,动态调速特性。因此 ,20世纪80年代以前 ,在变速传动领域中 ,直流调速一直占据主导地位。交流电动机自1885年出现后,由于没有理想的调速方案,因而长期用于恒速拖动领域,近些年来 ,科学技术的迅速发展为交流调速技术的发展创造了极为有利的技术条件和物质基础。1.电力电子器件的不断更新。迄今为止 ,电力电子器件的发展经历了分立换流关断器件(晶闸管元件,自关断器件(GTR、GTO、VDMOS、IGBT, 功率集成电路PIC, 智能模块IPM,专用功率器件模块ASPM, 使得变频装置在性能与价格比上可以与直流调速装置相媲美。2.先进

8、的调制技术的出现。20世纪60年代中期 ,德国A Schonung等人率先把通信系统中的调制技术推广应用于变频调速中,即PWM技术。PWM技术的发展和应用优化了变频装置的性能,而且更重要的意义是抑制逆变器输出电压或电流中的谐波分量 ,从而降低或消除了变频调速时电机的转矩脉动 ,提高了电机的工作效率 ,扩大了调速系统的调速范围。3.矢量控制技术和直接转矩控制技术的提出。1975年 ,德国学者F Blaschke提出了矢量变换控制原理 ,采用参数重构和状态重构的现代控制理论概念实现了交流电动机定子电流的励磁分量和转矩分量之间的解藕 ,实现了将交流电动机的控制过程等效为直流电动机的控制过程。1985

9、年 ,德国鲁尔大学的M Depenbrock对时空间理论的研究 ,提出了直接转矩控制理论,以转矩和磁通的独立跟踪自调整并借助于转矩的Band - Band控制来实现转矩和磁通直接控制。4.微型计算机控制技术的发展。单片微机MCS,DSP,精简指令集计算机(Reduced Instruction Set Computer RISC为控制核心的微机控制技术使得交流调速从模拟控制迅速走向数字控制。数字化使得控制器对信息处理能力大幅度提高,各种计算轻易实现,从而交流调速的现代控制方法终于得以完全实现。交流调速系统与直流调速系统相比,具有如下特点:(1容量大。(2转速高且耐压高。(3交流电机的体积,重量

10、,比同等容量的直流电机小,且结构简单,经济可靠,1惯性小。由异步电动机工作原理可知 ,从定子传入转子的电磁功率m P 可分为两部分:一部分(1-d m P s P =是拖动负载的有效功率;另一部分是转差功率s m P sP =,与转差率s 成正比。转差功率如何处理 ,是消耗掉还是回馈给电网 ,可衡量异步电动机调速系统的效率高低。因此按转差功率处理方式的不同可以把现代异步电动机调速系统分为三类: (1 转差功率消耗型调速系统 。(2 转差功率回馈型调速系统 。(3 转差功率不变型调速系统。1.智能化控制方法对交流调速系统的影响研究。主要针对电机参数的不确定性、 纯滞后或非线性耦合等特性 ,以及电

11、机转子参数估计的不准确及参数变化的影响都会造成定向坐标的偏移,模糊控制、 人工神经网络通过输入、 输出信息进行仿人思维的智能化控制方法开始引入到交流调速系统中 ,成为交流调速控制技术新的研究方向。取消通过机械连接的测速发电机及其他测速传感器 ,实现无硬件测速传感器的交流调速系统。2.改善交流调速系统效率的方法研究。主要措施是降低电力电子器件的开关损耗。如使电力电子器件在零电压或电流下转换 ,即工作在所谓 “软开关”状态下,从而使开关损耗降低到零。3.中压变频装置的研究。4.系统可靠性的研究。提高系统的可靠性主要通过两个途径:一是提高部件的设计和制造水平;二是利用冗余和容错技术。利用马尔柯夫过程

12、理论对容错控制系统进行可靠性建模 ,研究冗余和容错系统的硬件结构和软件设计也是交流调速研究的新领域 ,是热点课题之一。1.2本文主要研究内容本文主要介绍异步电动机的转差频率控制方式,在该基础上进一步介绍转差频率间接矢量控制方式。由电力拖动的基本方程式:e L p J d T T n dt-=(1-1根据基本运动方程式,控制电磁转矩e T 就能控制d d t。因此,归根结底,控制调速系统的动态性能就是控制转矩的能力。 图1.1异步电动机稳态等效电路和感应电动势电磁转矩关系式:sR I m P T sse e ''=2221 (1-2由图1.1异步电动机稳态等效电路图可知:2121

13、2rr gr L s R E I +'=' (1-3将(1-3代入(1-2中得:121212133'+'' ='+'=rr rg p r rrgpe L s R R s E n sR L s R E n T (1-4将电机气隙电动势mNs m Ns s g k N k N f E =1112144.4代入式(1-4得2121221112223rrrmns s p e L s R R s k N n T +'=(1-5令1s s =并定义为转差频率,其中2232m p s N sK n N k =为电机的结构常数,则式(1-5可化为

14、(2112211re m m r s rs R T K R L =''+ (1-6当电机稳定运行时,s 值很小,可以认为1s r r L R ''<<,则转矩可近似表示为'rs mm e R K T 2(1-7上式表明,在s 很小的稳定运行范围内,如果能够保持气隙磁通m 不变,则有e s T ,从而控制了转差频率就相当于控制了转矩。当s 较大时,采用式(1-4的精确转矩公式,其转矩特性(e s T f =如图1.2所示,当s 较小时处于稳定运行段,转矩与转差频率s 成正比,当e T 达到最大值m ax e T 时,s 达到m ax s 。 图

15、1.2 按恒m 值控制的(e s T f =特性对于式(1-4,取e sdT d =,可得,rr rr s L R L R 11max ='= (1-8'=rmm e L K T 122 (1-91.在转差频率控制系统中,只要给定s 限幅,使其限幅值为rrs s L R 1max =< (1-10 则可保持e T 与s 的正比关系,从而可以用转差频率控制来代替转矩控制。2.保持m 恒定的条件:由异步电机等效电路图1.1,可知 +=+=11111(g s s s gs s s s E L j R I E L j R I U (1-11可见该控制需要在实现恒1gE 控制的基础

16、上再提高电压SU 以补偿定子电压降。如果忽略电流相量相位变化的影响,不同定子电流时恒1gE 控制所需的电压-频率特性1(,s s U f I =如图1.3所示。 图1.3 不同定子电流时恒压频比控制所需的电压-频率特性上述关系表明,只要s U 和1及s I 的关系符合上图所示特性,就能保持1gE 恒定,也就是保持m 恒定。这是转差频率控制的基本规律之二。总结起来,转差频率控制的规律是:(1在s sm 的范围内,转矩e T 基本上与s 成正比,条件是气隙磁通不变。 (2在不同的定子电流值时,按上图的函数关系1(,s s U f I =控制定子电压和频率,就能保持气隙磁通m 恒定。 由以上工作情况

17、可以看出,转差频率控制系统的突出优点在于频率控制环节的输入是转差信号,而频率信号是由转差信号与实际转速信号相加得到的。这样,在转速变化过程中,定子频率随着实际转速同步上升或下降。与转速开环系统中按电压成正比地直接产生频率给定信号相比,加、减速更为平滑,且容易使系统稳定。稳态工作时可以实现无差调节,在急剧的动态过程中,可维持电机转矩接近于最大值。在一定程度上类似于直流双闭环系统,因此属于高性能的控制系统。异步电动机的转差频率矢量控制是在传统的直接利用转差频率的基础上,异步电动机的动态数学模型是一个高阶,非线性,强耦合的多变量系统。如果将异步电动机的物理模型等效成类似的直流电动机模型,分析和控制就

18、可以大大简化了。所以需要对异步电动机进行坐标变换。因此,在三相坐标系上的定子电流,A B C i i i 通过三相两相变换可以等效成两相静止坐标系上的交流电流,i i ,在通过同步下旋转变化,可以等效成同步旋转坐标系上的直流电,d q i i 如果观察者站到铁心上与坐标系一起旋转,通过控制,可使交流电动机的转子总磁通r 就是等效直流电动机的励磁磁通,如果把d 轴定位于r 的方向上,称做M 轴,把q 轴称做T 轴,则M 绕组相当于直流电动机的励磁绕组,mi 相当于励磁电流,T 绕组相当于伪静止的电枢绕组,t i 相当于与转矩成正比的电枢电流。把上述等效关系用结构图的形式画出来,如下图所示。从整体

19、上看,输入为A ,B ,C 三相电压,输出为转速,是一台异步电动机。从内部看,经过3/2变换和同步旋转变换,变成一台由m i 和t i 输入由输出的直流电动机。 图1.4异步电动机的坐标变换图既然异步电动机经过坐标变换可以等效成直流电动机,那么,模仿直流电动机的控制策略,得到直流电动机的控制量,经过相应的坐标反变换,就能够控制异步电动机了,由于进行坐标变换的是电流的空间矢量,所以这样通过坐标变换实现的控制系统就叫做矢量控制系统,简称VC 系统。VC 系统的原理结构如上图所示;图中给定和反馈信号经过类似于直流调速系统所用的控制器,产生励磁电流的给定信号*m i 和电枢电流的给定信号*t i ,经

20、过反旋转变换得到,i i ,再经过2/3变换得到*,AB C i i i 。 把这三个电流控制信号和由控制器得到的频率信号1相加到电流控制的变频器上,即可输出异步电动机调速所需的三相变频电流。而在磁链闭环控制的VC 系统中,转子磁链反馈信号是由磁链模型获得的,其幅值和相位都受到电机参数r m L T 和变化的影响,造成控制的不准确性,既然这样,与其采用磁链闭环控制而反馈不准,不如采用磁链开环控制,系统反而会简单一些。在这种情况下,可利用矢量控制方程中的转差公式,构成转差型的矢量控制系统,又称间接矢量控制系统。2异步电动机转差频率间接矢量控制交流调速系统2.1异步电机的特点异步电动机转差频率控制

21、的转速闭环变压变频调速系统的控制思想建立在异步电动机的静态数学模型上,动态性能指标不高。我们常常会联想到直流电机的调速系统,由于直流电机在额定励磁下是一个二阶线性系统,传递函数明确,从而系统的优化会变得简单,PI调节器的参数的设置也轻而易举。而相对于直流电机,交流电机具有以下特点:1.异步电动机变压变频调速时需要进行电压电流的协调控制,有电压和电流两个独立的输入变量。在输出变量中,除转速外,磁通也得算一个独立的输出变量。因为电动机只有一个三相输入电源,磁通的建立和转速的变化是同时进行的,为了获得良好的动态性能,也希望对磁通施加某种控制,使它在动态过程中尽量保持恒定,才能产生较大的动态转矩。由于

22、这些原因,异步电动机是一个多变量系统,而电压,电流,频率,磁通,转速之间又互相都有影响,所以是一个强耦合的多变量系统,可以用图2.1定性的表示。2.在异步电动机中,电流乘磁通产生转矩,转速乘磁通得到感应电动势,由于它们都是同时变化的,在数学模型中,就含有两个变量的乘积项,这样一来,即使不考虑磁饱和等因素,数学模型也是非线性的。3.三相异步电动机有三个定子绕组,转子也可等效为三个绕组,每个绕组产生磁通时都有自己的电磁惯性,再算上运动系统的机电惯性和转速与转角的积分关系,即使不考虑变频装置的滞后因素,也是一个八阶系统。鉴于异步电动机的以上特点,我们有必要研究一下异步电机的动态数学模型。2.2三相异

23、步电动机的多变量非线性数学模型无论电动机是绕线型还是笼型的,都可以将它等效成三相绕线转子,并折算到定子侧,折算后的定子和转子绕组匝数都相等。在做出以下假设:(1忽略空间谐波,三相绕组在空间互差120°,所产生的磁动势沿气隙周围按正弦规律分布;(2忽略磁路饱和,认为各绕组的自感和互感都是恒定的;(3忽略铁心损耗;(4不考虑频率变化和温度变化对绕组电阻的影响。此时电动机绕组就等效成图2.2所示的三相异步电动机的物理模型。图中,定子三相绕组轴线A,B,C在空间是固定的,以A轴为参考坐标轴;转子绕组轴线a,b,c随转子旋转,转子a轴和定子A轴间的电角度 为空间角位移变量。规定各绕组电压,电流

24、,磁链的的正方向符合电动机惯性和右手螺旋定则,这时,异步电动机的数学模型由下述电压方程,磁链方程,转矩方程和运动方程组成。 图2.1异步电动机的多变量强耦合模型结构 图2.2三相异步电动机物理模型1.三相定子绕组的电压平衡方程组AA A s d u i R dt =+B B B s d u i R dt =+ C C C s d u i R dt=+2.三相转子绕组折算到定子侧的电压方程a a a s d u i R dt =+ bb b s d u i R dt =+cc c sd u i R dt=+式中A u ,B u ,C u ,a u ,b u ,c u 定子和转子相电压的瞬时值;

25、A i ,B i ,C i , a i , b i , c i 定子和转子相电流的瞬时值; 将电压方程写成矩阵形式,并以微分算子p 代替微分符号dtd00000000000000000000000000A sAAB s B BC s C C a s a a b s b b cs ccu R i u R i u R i p u R i u R i u R i =+(2-1即 p =+u Ri 每个绕组的磁链是他本身的自感磁链和其他绕组对他的互感磁链之和,因此,六个绕组的磁链可表示为A A AA B A C A a A b A c B B AB B BC B a B b B c BC C A C

26、B C C C a C bC c Ca a Aa B a C a a a ba c ab b A b B b C b a b bb c b cc A c Bc Cc ac b c c cL L L L L L i L L L L L L i L L L L L L i L L L L L L i L L L L L L i L LLLLL i =(2-2即 =L i实际上,与电机绕组交链的磁通只有两类:一类是穿要过气隙的相间互感磁通;另一类是只与一相绕组交链而不穿过气隙的漏磁通,前者是主要的。定子各相漏磁通所对应的电感称为定子漏感,由于绕组的对称性,各相漏感值均相等;同样,转子各相漏磁通则对应

27、于转子漏感。与定子一相绕组交链的最大互感磁通对应于定子互感m s L ,与转子绕组交链的最大磁通对应于转子互感m r L 。由于折算后定、转子绕组匝数相等,且各绕组间互感磁通都通过气隙,磁阻相同,故可认为 m s L = m r L 。对于每一相绕组来说,它所交链的磁通是互感磁通和漏感磁通之和,因此,定子各相自感为: r ms CC BB AA L L L L L 1+= (2-3 转子各相自感: r ms r mr cc bb aa L L L L L L L 11+=+= (2-4 现在先讨论第一类,三相绕组轴线彼此在空间的相位差是120度。在假定气隙磁正弦分布的条件下,互感值应为:1co

28、s120cos(1202m s m s m sL L L =-=-12A B B C C A B A C B A C m sL L L L L L L =- (2-51122ab bc ca ba cb ac m r m sL L L L L L L L =-=-(2-6第二类,即定子转子绕组间的互感,由于相互位置的变化(见图2.2可分别表示为:Aa aA Bb bB Cc cC ms L L L L L L L =(2-7cos(120Ab bA Bc cB C a aC m s L L L L L L L =+(2-8cos(120Ac cA Ba aB C b bC m s L L L

29、L L L L =-(2-9当定转子两相绕组轴线一致时,两者之间的互感值最大,就是每相的最大互感m s L ,将式(2-3到式(2-9都代入式(2-2,即得完整的磁链方程,显然这个矩阵是比较复杂的,为了方便起见,可以将它写成分块矩阵的形式如下:=sssr s s rsrr r r L L i L L i (2-10 式中TTs ABC r abc =TTs ABC r abc i i i i i i i i = (2-11111112211221122m s s m sm s ssm sm s s m s m s m s m s s L L L L L L L L L L L L L +-=-

30、+-+ (2-12111112211221122m s r m sm s rrm sm s r m s m s m sm s r L L L L L L L L L L L L L +-=-+-+ (2-13值得注意的是,rs L 和sr L 两个矩阵互为转置,且均与转子位置角有关,它们的元素都是变参数,这是系统非线性的一个根源。为了把变参数矩阵转换成常参数矩阵须利用坐标变换。 cos cos(120cos(+120cos(+120cos cos(120cos(120cos(+120cos T rs sr m sL L L -=-(2-14将磁链方程代入电压方程,即得展开后的电压方程:(di

31、dL u R i p L i R i Lidtdt =+=+di dL R i Li dtd =+(2-15其中,/L di dt 项属于电磁感应电动势中的脉变电动势,(/dL d i 项属于电磁感应电根据机电能量转换原理,在线性电感的条件下,磁场的储存能量和磁共能为:12Tm mW W i L i '= (2-16电磁转矩等于机械角位移变化时磁共能的变化率mm W ,(电流约束为常值,且机械角位移m =pn ,于是e T =mm W ,cti = =pn ,m W cti = (2-17将(2-16代入(2-17并考虑到电感的分块矩阵关系式(2-12到(2-14得:011220sr

32、T Te p p rsL L T n i i n i i L =(2-18又T TTss AB C a bc i i i i i i i i i =,代入式(2-18得12T T rs sre p r s s r L L T n i i i i =+(2-19用三相电流和转角表示的转矩方程(sin (sin(+120e p ms A a B b C c A b B c C a T n L i i i i i i i i i i i i =+(sin(120p ms A c B a C b n L i i i i i i +-(2-20应该指出,上述公式是在线性磁路,磁动势在空间按正弦分部的假定

33、条件下得出来的,但对定转子电流对时间的波形未作任何假定,式中的电流i 都是实际瞬时值。因此上述电磁转矩公式完全适用于变压变频器供电的含有电流谐波的三相异步电动机调速系统。若忽略电力拖动系统传动机构中的粘性摩擦和扭转弹性,则系统的运动方程式为: e L p J d T T n dt-=(2-21式中 L T: 负载转矩;J :机组的转动惯量。 将式(2-1,式(2-16,式(2-20和式(2-21综合起来,再加上转速与转角的关系:d d t=(2-22以上各式便构成恒转矩负载下三相异步电动机的多变量非线性数学模型,用结构图表示如下图所示: 图 2.3 异步电动机的多变量非线性动态结构框图上图表明

34、异步电动机的数学模型有下列具体性质:1除负载转矩输入外,异步电动机可以看成一个双输入双输出的系统,输入量是电压相量和定子输入角频率,输出量是磁链相量和转子角速度,电流相量可以看作是状态变量。2非线性因素存在于(1和(2中,即存在于产生旋转电动势和电磁转矩两个环节上,还包含在电感矩阵L 中。旋转电动势和电磁转矩的非线性关系和直流电动机弱磁控制的情况相似,只是关系复杂一些。3多变量之间的耦合关系主要也体现在(和(2两个。2.3矢量控制技术思想异步电动机的数学模型是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统,通过坐标变换,可以使之降阶并化简,但并没有改变其非线性、多变量的本质。交流调速系统的动态性能不够理

35、想,调节器参数很难设计,关键就是在于只是近似成线性单变量控制系统而忽略了非线性、多变量的性质。许多专家学者对此进行过潜心的研究,终于获得了成功。20世纪70年代由德国工程师创立的崭新的矢量控制控制理论,从而实现了感应电机的具有与直流同样好的调速效果。矢量控制是一种高性能异步电动机控制方式,它基于电动机的动态数学模型,通过坐标变换,将交流电机模型转换成直流电机模型。根据异步电动机的动态数学方程式,它具有和直流电动机的动态方程式相同的形式,因而如果选择合适的控制策略,异步电动机应有和直流电动机相类似的控制性能,这就是矢量控制的思想。因为进行变换的是电流的空间矢量,所以这样通过坐标变换实现的控制系统

36、就叫做矢量变换控制系统,或称矢量控制系统。简单的说,矢量控制就是将磁链与转矩解耦,有利于分别设计两者的调节器,以实现对交流电机的高性能调速。矢量控制方式又有基于转差频率控制的矢量控制方式、无速度传感器矢量控制方式和有速度传感器的矢量控制方式等。这样就可以将一台三相异步电机等效为直流电机来控制,因而获得与直流调速系统同样的静、动态性能。矢量控制算法已被广泛地应用在SIEMENS,AB,GE,FUJI等国际化大公司变频器上。采用矢量控制方式的通用变频器不仅可在调速范围上与直流电动机相匹配,而且可以控制异步电动机产生的转矩。由于矢量控制方式所依据的是准确的被控异步电动机的参数,有的通用变频器在使用时

37、需要准确地输入异步电动机的参数,有的通用变频器需要使用速度传感器和编码器。鉴于电机参数有可能发生变化,会影响变频器对电机的控制性能,目前新型矢量控制通用变频器中已经具备异步电动机参数自动检测、自动辨识、自适应功能,带有这种功能的通用变频器在驱动异步电动机进行正常运转之前可以自动地对异步电动机的参数进行辨识,并根据辨识结果调整控制算法中的有关参数,从而对普通的异步电动机进行有效的矢量控制。前面已推导出异步电动机的动态模型,但是,要分析和求解这组非线性方程是非常困难的,即使要画出很清楚的结构图也并不是容易的事。通常须采用坐标变换的方法加以改造,使变换后的数学模型容易处理一些。1.坐标变换的基本思想

38、和原则从上节分析异步电动机动态数学模型的过程中可以看出,这个数学模型之所以复杂,关键是因为有一个复杂的电感矩阵,也就是说,影响磁链和受磁链影响的因素太多了。因此,要简化数学模型,须从简化磁链的关系着手。直流电机的数学模型是比较简单的,现在先分析直流电机的磁链关系,如图2.1所示为直流电机的数学模型。直流电动机的数学模型比较简单,上图绘出了直流电动机的物理模型。励磁绕组F 和补偿绕组C都在定子上,只有电枢绕组A是在转子上。把F的轴线作为直轴或d轴主磁通 的方向就是沿着d轴的;A和C的轴线称为交轴或q轴。虽然电枢本身是旋转的,但其绕组通过换向器电刷接到端接板上,电刷将闭合的电枢绕组分成两条支路。当

39、一条支路中的导线经过正电刷归入另一条支路中时,在负电刷下又有一条导线补回来。这样,电刷两侧每条支路中导线的电流方向总是相同的,因此,当电刷位于磁极的中性线上时,电枢磁动势的轴线始终被电刷限定在q轴位置上,其效果好像一个在q轴上静止绕组的效果一样。但它实际上是旋转的,会切割d轴的磁通而产生旋转电动势,这又和真正静止的绕组不一样,但它实际上是旋转的,会切割d轴的磁通而产生旋转电动势,这又和静止的绕组不同,通常把这种等效的静止的绕组叫做“伪静止绕组”。电枢磁动势的作用可以用补偿绕组磁动势抵消,或者由于其作用方向与d轴垂直而对主磁通影响甚微,所以直流电动机的主磁通基本上唯一地由励磁电流决定。这是直流电

40、机的数学模型及控制系统比较简单的根本原因。如果能将交流电机的物理模型等效地变换成类似直流电机的模型,分析和控制问题就可以大为简化。坐标变换正是按照这条思路进行的。在这里,不同的电机模型彼此等效的原则是,在不同坐标系下所产生的磁动势完全一致。众所周知,在交流电机三相对称的静止绕组A,B,C中,通过三相平衡的正弦电流i,a i,c i时,所产生的合成磁动势是旋转磁动势F,它在空间呈正弦分布,以同步转速1,(即b 图2.4 二极直流电机的物理模型电流的角频率顺着A-B-C的相序旋转。然而,旋转磁动势并不一定非要三相不可,除单相以外,两相、三相、四相等任意对称的多相绕组,通以平衡的多相电流,都能产生旋

41、转磁动势,当然以两相最为简单。下图b所示为两相静止绕组和,它们在空间上互差90 ,通常以时间上互差90 的两相平衡交流电流,也产生旋转磁动势F。下图2.5 a和b的两个旋转磁动势大小和转速都相等时,即认为两相绕组与三相绕组等效。图中的c中的两个匝数相等且互相垂直的绕组M和T,其中分别通以直流电流im 和i产生合成磁动势F,其位置相对于绕组来说是固定的。如果让包含两个绕组在内的t整个铁芯以同步转速旋转,则磁动势F自然也就随之旋转起来,成为旋转磁动势。如果控制磁动势也和前述的三相和两相磁动势一样,这套旋转的直流绕组也就和前面两套固定的交流绕组都等效了。当观察者站在铁芯上和绕组一起旋转时,在它看来,

42、M和T是两个通以直流而相互垂直的静止绕组。如果控制磁通的位置在M轴上,就和直流电机的物理模型没有本质上的区别了。这时,绕组M相当于励磁绕组,绕组T相当于伪静止的电枢绕组。图中的c中的两个匝数相等且互相垂直的绕组M和T,其中分别通以直流电流im 和i产生合成磁动势F,其位置相对于绕组来说是固定的。如果让包含两个绕组在内的t整个铁芯以同步转速旋转,则磁动势F自然也就随之旋转起来,成为旋转磁动势。 a 三相交流绕组b 两相交流绕组 c 旋转的直流绕组图2.5 等效的交流电机绕组和直流电机绕组物理模型如果控制磁动势也和前述的三相和两相磁动势一样,这套旋转的直流绕组也就和前面两套固定的交流绕组都等效了。

43、当观察者站在铁芯上和绕组一起旋转时,在它看来,M 和T 是两个通以直流而相互垂直的静止绕组。如果控制磁通的位置在M 轴上,就和直流电机的物理模型没有本质上的区别了。这时,绕组M 相当于励磁绕组,绕组T 相当于伪静止的电枢绕组。由此可见,以产生同样的旋转磁动势为准则,三相交流绕组、两相交流绕组与整体旋转的直流绕组彼此等效。或者说,在三相坐标系下的,A B C i i i 与,i i 和在旋转两相坐标系下的直流m i 和t i 是等效的,它们能产生相同的旋转磁动势。就M , T 两个绕组而言,当观察者站在地面看上去,它们是与三相交流绕组等效的旋转直流绕组;如果跳到旋转着的铁芯上看,它们就的确是个直

44、流电机模型了。这样,通过坐标系的变换,可以找到与交流三相绕组等效的直流电机模型。 2.三相-两相变换(3s/2s 变换由于转子的旋转,定、转子绕组间的互感是定、转子相对位置的函数,使得交流电机的数学模型为一组非线性的微分方程。为了解除定、转子间这种非线性的耦合关系,需要对其进行坐标变换,建立起-参考系坐标内的异步电机的数学模型。在三相静止绕组A 、B 、C 和两相静止绕组、之间的变换,或称三相静止坐标系和两相静止坐标系间的变换,简称3/2变换。图2.6中绘出了A 、B 、C 和、两个坐标系,为方便起见,取A 轴和轴重合。设三相绕组每相有效匝数为3N ,两相绕组每相有效匝数为2N ,各相磁动势为

45、有效匝数与电流的乘积,其空间矢量均位于有关的坐标轴上。由于交流磁动势的大小随时间在变化,图中磁动势矢量的长度是随意的。设磁动势波形是正弦分布的,当三相总磁动势与两相总磁动势相等时,两套绕组瞬时磁动势在、轴上的投影都应相等,因此2333cos 60cos 60A B C N i N i N i N i =-=31122A B C N i i i -(2-23233sin 60sin 60B C N i N i N i =- 图2.6 三相、两相静止坐标系与磁通势空间矢量 (32B CN i i - (2-24即32111 22022A B C i i N i i N i -=- (2-25 在变

46、换前后总功率不变的前提下,匝数比为 32N N =(2-26代入(2-25得 11122022A B C i i i i i -=- 3/211122022C -=-则上式可化简为: 3/2A B C i i C i i i =(2-27 按照所采用的条件,电流变换阵也就是电压变换矩阵,同时,电流变换阵也是磁链的变换阵。3. 两相-两相旋转变换(2/2s r从两相静止坐标系,到两相旋转坐标系d ,q 的变换称做两相-两相旋转变换,其中s 表示静止,r 表示旋转。把两个坐标系画在一起,如下图所示:在上图中,两相交流电流i i 和和两个直流电流d q i i 和,产生同样的以同步转速1旋转的合成磁

47、动势s F 。由于各绕组匝数都相等,可以消去磁动势中的匝数,直接用电流表示,例如可以直接标成s i 。但必须注意,这里的电流都是空间矢量,而表示时间相量,由图可见,i i 和,d q i i 和之间存在下列关系:cos sin m t i i i =-sin cos m t i i i =+ (2-28 写成矩阵形式:c o s s i n =s i nc o s m t i i i i - (2-29 所以两相旋转坐标系变换到两相静止坐标系的变换矩阵为: 2/2cos sin C sin cos r s-=(2-30 两相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换矩阵是2/2cos sin C sin

48、 cos s r =-(2-31 图2.7 两相静止和旋转坐标系与磁动势空间关系其中电压和磁链的旋转变换矩阵也与电流旋转变换阵相同至此,三相异步电动机在三相静止坐标系、两相静止坐标系、两相旋转坐标系之间的相互变换公式已全部推导出来。它将对异步电动机动态数学模型的简化提供理论依据,同时,也为异步电动机的矢量控制提供了理论依据。 4.由三相静止坐标系到任意两相旋转坐标系上的变换两相静止和dq0坐标系如图3.7所示,由式(2-27可得0cos sin 0sin cos 0001d q i i i i i =-(2-32再有(2-27可得3/2cos sin 0sin cos 0001d A q B

49、C i i i C i i =-(2-33 可得(3/2cos cos 120cos 120sin sin 120 sin 120222s rC -+=-+1.dq0坐标系上的磁链方程利用变换矩阵将定子三相磁链A B C 和转子三相磁链a b c 变换到dq0坐标系上去。定子磁链变换矩阵3/2s r C ,其中令d 轴与A 轴的夹角为s 。转子磁链变换是从旋转的三相坐标系变换到不同转速的旋转两相坐标系,变换矩阵3/2r r C ,按两坐标系的相对转速考虑,3/2s r C 在形式上与3/2r r C 应相同,只是角改为d 轴与转子a 轴的夹角r 。于是,(3/2cos cos 120 cos

50、120sin sin 120sin 120222s s s s r s ss C -+=-+(3/2cos cos 120 cos 120sin sin 120sin 120222r r r r r r rr C -+=-+则磁链变换式为03/23/2000sd A sq B s s r C rd r r a rq b r c C C = (2-35再利用(2-10磁链方程,可得03/23/23/23/200000ds A qs B s s r sssr s r C dr r r rsrr r r a qr b r c C L L C C L L C ='' (2-36 因此 010*00000000000000ds A smqs B s m s C s dr a m r qr b m r r c r L LL L L L L L L L =(2-37 m L :0dq 坐标系同轴定子与转子等效绕组间的互感,32m m sL L =s L :0dq 坐标系定子等效两相绕组间的互感,1132s m s s m s L L L L L =+=+ sL :0dq 坐标系转子等效两相绕组