电动车锂电池充电器设计说明

1、工业职业技术学院毕业设计题 目：电动车锂电池充电器电路设计 姓 名： 王东阳 学 院：工业职业技术学院 专 业： 电气自动化 班 级： 电气0906 学 号： 0401090632 指导教师： 胡应占 年 月 日摘 要电动自行车是绿色节能的交通工具，在节能环保的发展进程中电动自行车满足了消费者出行半径增大的需求。另外，电动车电瓶采用锂电池越来越多。利用开关电源实现对锂电池高效率充电是目前的发展趋势。本设计通过认真调查锂电池充电注意事项，电动车用锂电池充电过程和充电曲线，综合运用了反激式开关电源技术，对电动车用锂电池充电器做了具体设计。电路主要包括整流滤波电路、功率变换电路、稳压电路、恒流电路，

2、充电指示电路，实现对锂电池分四个阶段高效率安全充电。充电过程分微弱电流调节充电阶段，恒流充电阶段，恒压充电。主电源部分采用线性光耦改变电流型PWM控制集成芯片UC3842中误差放大器的输入误差电压，实现稳压充电。恒流电路实现对锂电池恒流充电。电路设计满足客户要求，成本低廉。关键词：反激式开关电源；锂电池充电器；UC3842；恒流充电43 / 50目 录摘要I1 绪论11.1 电动车的发展概况11.2 锂电池简述11.3开关电源的产生与发展21.4 设计目的和要求31.5 主要设计容32 开关电源概述42.1隔离式高频开关电源42.2本设计所用术语52.3开关电源与线性电源52.4开关电源能量损

3、耗和寿命62.5开关电源分类73 反激式开关电源83.1 反激式开关电源原理83.2 主要器件简介113.2.1 UC3842芯片简介113.2.2 TL431简介153.2.3 PC817光耦简介163.3 UC3842常用的电压反馈电路163.3.1 输出电压直接分压作为误差放大器的输入163.3.2 辅助电源输出电压分压作为误差放大器的输入183.3.3 采用线性光耦改变误差放大器的输入误差电压194 总体设计214.1电路组成214.2系统实现功能225 主电源部分设计235.1 输入电路235.1.1 输入浪涌电流保护235.1.2 输入尖峰电压保护245.2 输入滤波电路255.2

4、.1 差模干扰和共模干扰概念255.2.2 滤除干扰信号255.3 变压器设计265.3.1变压器功能265.3.2磁芯饱和问题265.3.3 变压器设计步骤285.4 RCD箝位电路设计325.4.1 RCD箝位电路意义325.4.2 RCD箝位电路设计步骤335.5开关管选择345.6输出滤波器346控制电路设计356.1低电流调节控制电路356.2恒流电路366.3充电指示电路37总结38参考文献40附录1 本设计电路原理图41附录2 本设计PCB图421 绪论1.1 电动车的发展概况电动自行车是绿色节能的交通工具，在城市化发展的进程中电动自行车满足了消费者出行半径增大的需求。经过15年

5、的快速发展，电动自行车产业已经进入了成熟期，产品的质量不断提高，技术创新成果普遍应用。中国已成为全球电动自行车的制造、消费大国，目前中国市场年产销量超过2000万辆，整个产业链的经济规模达到1000亿以上，从业人员近500万人。整车企业1000余家、6000余家相关联配套企业、100000家经销商、市场保有量达 1.2亿辆，电动自行车成为中国一个重要的产业，也是中国老百姓主要的交通工具。目前平均每四户居民家庭中就有一辆电动自行车，电动自行车已经成为城乡人民生活中的一种重要的消费品。2009年以来，面对世界金融危机的挑战，电动自行车产业依然保持了平稳发展。中国自行车协会助力车专业委员会的统计，5

6、0家主要生产电动自行车的企业，1-8月份累计总产量为656万辆，同比增长13%。另外，根据国家统计局的统计，1-8月份行业规模以上企业电动自行车产量累计生产为445.5万辆，同比增长8.7%。两个不同口径的统计数字均说明，电动车的发展前景可期。1.2 锂电池简述锂电池是一类由锂金属或锂合金为负极材料、使用非水电解质溶液的电池。最早出现的锂电池来自于伟大的发明家爱迪生，使用以下反应：Li+MnO2=LiMnO2该反应为氧化还原反应，放电。由于锂金属的化学特性非常活泼，使得锂金属的加工、保存、使用，对环境要求非常高，所以锂电池长期没有得到应用。现在锂电池已经成为了主流。随着数码产品如手机、笔记本电

7、脑等产品的广泛使用，锂离子电池以优异的性能在这类产品中得到广泛应用，并在近年逐步向其他产品应用领域发展。1998年，电源研究所开始商业化生产锂离子电池。习惯上人们把锂离子电池也称为锂电池，现在锂离子电池已经成为了主流。锂离子电池主要优点表现在： 比能量高。具有高储存能量密度，目前已达到460-600Wh/kg，是铅酸电池的约6-7倍； 使用寿命长，使用寿命可达到6年以上，磷酸亚铁锂为正极的电池用1CDOD充放，有可以使用10,000次的记录； 额定电压高（单体工作电压为3.7V或3.2V），约等于3只镍镉或镍氢充电电池的串联电压，便于组成电池电源组； 具备高功率承受力，其中电动汽车用的磷酸亚铁

8、锂锂离子电池可以达到15-30C充放电的能力，便于高强度的启动加速； 自放电率很低，这是该电池最突出的优越性之一；重量轻，一样体积下重量约为铅酸产品的1/5； 高低温适应型强，可以在-20-60的环境下使用，经过工艺上的处理，可以在-45环境下使用； 绿色环保，不论生产、使用和报废，都不含有、也不产生任何铅、汞、镉等有毒有害重金属元素和物质； 生产基本不消耗水，对缺水的我国来说，十分有利。 锂电池的缺点： 锂原电池均存在安全性差，有发生爆炸的危险； 钴酸锂的锂离子电池不能大电流放电，安全性较差； 锂离子电池均需保护线路，防止电池被过充过放电； 生产要求条件高，成本高。锂电池广泛应用于水力、火力

9、、风力和太阳能电站等储能电源系统，邮电通讯的不间断电源，以与电动工具、电动自行车、电动摩托车、电动汽车、军事装备、航空航天等多个领域。随着能源的紧缺和世界的环保方面的压力，锂电现在被广泛应用于电动车行业，特别是磷酸铁锂材料电池的出现，更推动了锂电池产业的发展和应用。1.3开关电源的产生与发展随着大规模和超大规模集成电路的快速发展，特别是微处理器和半导体存储器的开发利用，孕育了电子系统的新一代产品。显然，那种体积大而笨重的使用工频变压器的线性调节稳压电源已经过时。取而代之的是小型化、重量轻、效率高的隔离式开关电源。隔离式开关电源的核心是一种高频电源变换电路。它使交流电源高效率地产生一路或多路经调

10、整的稳定直流电压。早在70年代，随着电子技术的不断发展，集成化的开关电源就已被广泛地应用于电子计算机、彩色电视机、卫星通信设备、程控交换机、精密仪表等电子设备。这是由于开关电源能够满足现代电子设备对多种电压和电流的需求。随着半导体技术的高度发展，高反压快速开关晶体管使无工频变压器的开关电源迅速实用化。而半导体集成电路技术的迅速发展又为开关电源控制电路的集成化奠定了基础，适应各类开关电源控制要求的集成开关稳压器应运而生，其功能不断完善，集成化水平也不断提高，外接元件越来越少，使得开关电源的设计、生产和调整工作日益简化，成本也不断下降。目前己形成了各类功能完善的集成开关稳压器系列。近年来高反压MO

11、S大功率管的迅速发展，又将开关电源的工作频率从20kHz提高到150-200kHz，其结果是使整个开关电源的体积更小，重量更轻，效率更高。开关电源的性能价格比达到了前所未有的水平，使它在与线性电源的竞争中具有先导之势。当然开关电源能被工业所接受，首先是它在体积、重量和效率上的优势。在70年代后期，功率在100w以上的开关电源是有竞争力的。到1980年，功率在50w以上就具有竞争力了。随着开关电源性能的改善，到80年代后期，电子设备的消耗功率在20W以上，就要考虑使用开关电源了。过去，开关电源在小功率围成本较高，但进入90年代后，其成本下降非常显著当然这包括了功率元件，控制元件和磁性元件成本的大

12、幅度下降。此外，能源成本的提高也是促进开关电源发展的因素之一。1.4 设计目的和要求作为企业，为了赢得电动车电器配套市场，组织设计电动车用锂电池充电器。本充电器设计要实现对电动车用锂电池高性能地充电。通过认真调查锂电池充电注意事项，电动车用锂电池充电过程和各个参数，制作出电动车锂电池充电器。1.5 主要设计容根据调研电动车用锂电池充电曲线，设计本充电器电路实现对锂电池分四个阶段充电，实现充电器对电池高效率安全充电。充电过程分微弱电流调节充电阶段，恒流充电阶段一，恒流充电阶段二，恒压充电。本充电器电路采用反激式开关电源技术通过电路控制实现了上述过程。当拿一个很亏的锂电池接上电路后就要经历这四个阶

13、段。为了保护过分放电的电池首先是微弱电流充电，冲到一定程度后以小电流恒流充电，然后以大电流恒流充电，最后恒压充电到截止。本设计详细描述如下：当接上的锂电池电压低于3.3V时，首先充电器要以微弱的电流充电到3.3V。达到3.3V后开始以400mA的小电流充电到5V。然后就以4.12A的电流恒流充电。当锂电池两端电压的升高逐渐接近开关电源的输出电压，恒流电路被破坏，电压反馈稳压阶段开始。2 开关电源概述2.1 隔离式高频开关电源隔离式开关电源的变换器具有多种形式。主要分为半桥式、全桥式、推挽式、单端反激式、单端正激式等等。在设计电源时，设计者采取那种变换器电路形式，主要根据成本、要达到的性能指标等

14、因素来决定。各种形式的电源电路的基本功能块是一样的，只是完成这些功能的技术手段有所不同。隔离式高频开关电源电路的共同特点就是具有高频变压器，直流稳压是从变压器次级绕组约脉冲电压整流滤波而来。开关电源的基本方框如图2-1所示。交流输入线路电压来自电网，首先要经过整流、滤波电路变成含有一定脉动电压成分的直流电压，然后进入高频变换部分。高频变换部分的核心是有一个高频功率开关元件，比如开关晶体管、场效应管等元件，高频变换部分产生高频高压方波，所得到的高压方波送给高频隔离降压变压器的初级，在变压器的次级感应出的电压被整流、滤波后就产生了低压直流。为了调节输出电压，使得在输入交流和输出负载发生变化时，输出

15、电压能保持稳定，采用脉冲宽度调制电路和脉冲频率调制电路，通过对输出电压采样，并把采样的结果反馈给控制电路，控制电路把它与基准电压进行比较，根据比较结果来控制高频功率开关元件的开关时间比例(占空比)，达到调整输出电压的目的。在方波的上升沿和下降沿。有很多高次谐波，如果这些高次谐波反馈到输入交流线，就会对其它电子设备产生干扰。因此，在交流输入端，必须要设置滤波器，把高频干扰减少到可接收的围。 此外，为了使整个电路安全可靠地工作，还要设计辅助电路，主要包括过压、过流保护电路等。输入滤波整流滤波高频变换开关元件脉冲变压器输出滤波PWM控制辅助电路图2-l 隔离式开关电源方框图输入输出2.2 本设计所用

16、术语下面列出一些常用的开关电源术语，并给出解释，以备参考。效率：电源的输出功率与输入功率的百分比。其测量条件是满负载，输入交流电压为标准值。ESR：等效串联电阻。它表示电解电容呈现的电阻值的总合。一般情况下，ESR值越低的电容，性能越好。隔离式开关电源：一般指高频开关电源。它从输入的交流电源直接进行整流和滤波，不使用低频隔离变压器。软启动：在系统启动时，一种驱动波形从零到正常占空比的方法。占空比：在高频开关电源中，开关元件的导通时间和变换器的工作周期之比。低电流调节充电：如果锂电池电压低于设定的电压值,充电周期首先进行低电流充电,当电池电压低于一定值时就要进入低电流充电阶段。恒流充电：只要锂电

17、池电压高于设定电压值,充电周期进入恒流充电,以一定的电流给电池充电。恒压充电：当电池在充电过程中,电池电压达到设定值时,充电周期进入恒压充电。在恒压充电中,电压不变,电流由最大值慢慢减少,当电流减少到设定值时,电池即充满。2.3 开关电源与线性电源线性电源稳压器的调整管工作在放大状态，因而发热量大，效率低（35%左右），需要加体积庞大的散热片，而且还需要同样也是大体积的工频变压器，当要制作多组电压输出时变压器会更庞大。开关电源的调整管工作在饱和截至状态，因而发热量小，效率高（75以上）而且省掉了大体积的变压器。但开关电源输出的直流上面会叠加较大的纹波，在输出端并接稳压二极管可以改善，另外由于开

18、关管工作是会产生很大的尖峰脉冲干扰，也需要在电路中串连磁珠加以改善。相对而言线性电源就没有以上缺陷，它的纹波可以做到5mV以下。对于电源效率和安装体积有要求的地方用开关电源为佳，对于电磁干扰和电源纯净性有要求的地方（例如电容漏电检测）多选用线性电源。另外开关电源中用到的高频变压器绕制起来比较麻烦。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广阔的发展空间。开关电源高频化

19、是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源与保护环境方面都具有重要的意义2。开关电源具备三个条件：开关：电力电子器件工作在开关状态而不是线性状态。高频：电力电子器件工作在高频而不是接近工频的低频。直流：开关电源输出的是直流而不是交流。2.4 开关电源能量损耗和寿命降低损耗，遏制温升，提高效率，延长寿命开关电源部的损耗主要分四个方面：开关损耗 如功率开关，驱动；导通损耗 如输出整流器，电解电容中电阻损耗；附加损耗 如控制IC，反馈电路，启动电路，驱动电路；电

20、阻损耗 如预加负载等；在反激式开关电源中，功率开关和驱动以与输出整流部分占损耗的90多，磁性元件占5，其它占5； 损耗直接影响效率，更影响电源的稳定性和工作寿命。损耗都以发热而表现出来，晶体管和电容和磁性元件都对温度很敏感。下面列举的是温度对器件的影响：温度每升高10，电解电容的寿命就会减半；在高温和反向电压接近额定值时，肖特基二极管的漏电很严重，就像阴阳极通路一样；通用磁性材料，从25到100饱和磁感应强度下降30左右；在这里，磁性材料的损耗虽然说占比例很小但是它对整个开关电源的影响非常大。比如在正常工作时，设计的最大磁通密度偏大，由于温升的原因将使饱和磁感应强度下降，再加上反馈回路的延迟效

21、应而使导通时间加长，极易使磁芯饱和，瞬间开关管损坏。在此设计时，最好保证铜耗接近于磁耗，初级绕组的铜耗接近于次级绕组的铜耗以达到最优化的设计防止磁芯过渡温升；MOSFET管，每升高25，栅极阀值电压下降5。MOSFET管的最大节点温度时150，节点温度的理想值为105，最高不要超过125。Rds随温度的升高而增大。 所以，在设计时尽可能降低元件本身损耗而造成的温升，也要注意远离热源，不因外界原因而造成温升，更要优化设计减小损耗，提高效率，延长元器件与整个电源的工作寿命。2.5 开关电源分类按开关管与负载的连接方式分类，开关电源可分为串联型、并联型和变压器耦合型3种类型。按开关器件的激励方式，可

22、分为自激式和他激式开关电源。按调制方式分可分脉冲宽度调制式和脉冲频率调制式开关稳压电源和PWM和PFM的混合方式。按开关管的连接和工作方式分类，开关稳压电源可分为单端式、推挽式、半桥式和全桥式4种。3 反激式开关电源3.1 反激式开关电源原理单端反激式变换器又称电感储能式变换器，工作原理如图3-l所示，当开关管S1被PWM脉冲激励而导通时，次级整流二极管D1截止，输出电容C给负载供电。直流输入电压施加到高频变压器T的原边绕组上，此时NP相当于一个纯电感，流过NP的电流线性上升，电源能量以磁能形式存储在电感中：当开关管S1截止时，由于电感电流不能突变，原边绕组两端电压极性反向，副边绕组上的电压极

23、性颠倒使D1导通，原边储存的能量传送到副边，提供负载电流，同时给输出电容充电。单端反激式开关电源以主开关管的周期性导通和关断为主要特征。开关管导通时，变压器一次侧线圈不断储存能量;而开关管关断时，变压器将一次侧线圈储存的电感能量通过整流二极管给负载供电，直到下一个脉冲到来，开始新的周期3。开关电源中的变压器起着非常重要的作用：一是通过它实现电场-磁场-电场能量的转换，为负载提供稳定的直流电压;二是可以实现变压器功能，通过脉冲变压器的初级绕组和多个次级绕组可以输出多路不同的直流电压值，为不同的电路单元提供直流电量;三是可以实现传统电源变压器的电隔离作用，将热地与冷地隔离，避免触电事故，保证用户端

24、的安全。VOUTVdcIs次级电流波形Ip初级电流波形TonToff图3-1 反激式开关电源原理图在开关管S1关断的Toff期间，变压器铁心中的磁通主要由变压器次级线圈回路中的电流来决定，这就相当于流过变压器次级线圈中的电流所产生的磁场可以使变压器的铁心退磁，使变压器铁心中的磁场强度恢复到初始状态。由于控制开关突然关断，流过变压器初级线圈的励磁电流突然为0，此时，流过变压器次级线圈中的电流就正好接替原来变压器初级线圈中励磁电流的作用，使变压器铁心中的磁感应强度由最大值Bm返回到剩磁所对应的磁感应强度Br位置，即流过次级绕组电流是由最大值逐步变化到0的。由此可知，反激式变压器开关电源在输出功率的

25、同时，流过次级线圈回路中的电流也在对变压器铁心进行退磁。SBmSBrt/st/st/sUo/VUp-UpI1I2TonTonTonToffToffIoi/A图3-2 临界连续电流状态时波形反激式变压器开关电源工作于临界连续电流状态时，次级整流输入电压Uo、负载电流Io，变压器铁芯的磁通，以与变压器初、次级电流等波形图如图3-2所示。变压器次级线圈输出电压Uo是一个带正负极性的脉冲波形，一般负半周是一个很规整的矩形波；而正半周，由于输出脉冲被整流二极管限幅，当开关电源工作于连续电流或临界连续电流状态时，输出波形基本也是矩形波。因此，整流二极管的输入电压Uo的正半周幅度与储能滤波电容的两端电压基本

26、一样。因此，整流二极管的输入电压Uo的幅值Up与整流输出电压基本相等。在控制开关接通期间，变压器铁芯被磁化；在控制开关关断期间，变压器铁芯被退磁。因此，在Ton期间，变压器铁芯中的磁通量是由剩磁SBr向最大磁通SBm方向变化；而在Toff期间，变压器铁芯中的磁通量是由最大磁通SBm向剩磁SBr方向变化。i波形是反激式变压器开关电源工作于临界电流状态时，变压器初、次级线圈的电流波形。其中，i1为流过变压器初级线圈中的电流，i2为流过变压器次级线圈中的电流（虚线所示），Io是流过负载的电流（虚线所示）。在控制开关接通期间，变压器铁芯被初级线圈电流磁化；在控制开关关断期间，变压器铁芯被被次级线圈电流

27、退磁，并向负载输出电流。还可以看出，流过变压器初、次级线圈中的电流是可以突跳的。在控制开关关断的一瞬间，流过变压器初级线圈的电流由最大值跳变到0，而在同一时刻，流过变压器次级线圈的电流由0跳变到最大值。并且，变压器初级线圈电流的最大值正好等于变压器次级线圈电流最大值的n倍（n为变压器次级电压与初级电压比）。3.2 主要器件简介3.2.1 UC3842芯片简介UC3842 是开关电源用电流控制方式的脉宽调制集成电路。与电压控制方式相比在负载响应和线性调整度等方面有很多优越之处。该电路主要特点有：含欠电压锁定电路低起动电流（典型值为0.12mA）稳定的部基准电压源大电流推挽输出（驱动电流达1A）工

28、作频率可到500kHz自动负反馈补偿电路双脉冲抑制较强的负载响应特性UC3842 部结构如图3-3所示，UC3842 采用固定工作频率脉冲宽度可控调制方式，共有8 个引脚，各脚功能如下：1脚是误差放大器的输出端，外接阻容元件用于改善误差放大器的增益和频率特性；2脚是反馈电压输入端，此脚电压与误差放大器同相端的2.5V 基准电压进行比较，产生误差电压，从而控制脉冲宽度；3脚为电流检测输入端， 当检测电压超过1V时缩小脉冲宽度使电源处于间歇工作状态；4脚为定时端，部振荡器的工作频率由外接的阻容时间常数决定，f=1.8/(RT×CT)；5脚

29、为公共地端；6脚为推挽输出端，部为图腾柱式，上升、下降时间仅为50ns 驱动能力为±1A ；7脚是直流电源供电端，具有欠、过压锁定功能，芯片功耗为15mW；8脚为5V 基准电压输出端，有50mA 的负载能力。图3-3 UC3842部结构UC3842是专门设汁用于出线和直流直流变换器应用的高性能、固定频率、电流模式控制器，为设计者提供使用最少外部元件的高性能价格比的解决方案。代表性的方框图如图3-4示。图3-4 UC3842代表性方框图振荡器频率由定时元件RT和CT选择值决定。电容CT由5.0V的参考电压通过电阻RT充电，充至约2.8V,再由一个

30、部的电流宿放电至1.2V。在CT放电期间，振荡器产生一个部消隐脉冲保持“或非”门的中间输入为高电子，这导致输出为低状态，从而产生丁一个数量可控的输出静区时间。图l显示R，与振荡器频率关系曲线，图2显示输出静区时间与频率关系曲线它们都是在给定的CT值时得到的。注意尽管许多的Rt和Ct值都可以产生一样的振荡器频率，但只有一种组合可以得到在给定频率下的特定输出静区时间。振荡器门限是温度补偿的，放电电流在T=2 5叫被微调并确保在±1 0之，这些部电路的优点使振荡器频率与晨大输出占空比的变化最小。 不要将UC3842的重要元件的参数选得接近分布参数；具体来说，电阻不要太大，电容器和

31、电感器不要太小。决定振荡频率的RC，当把R选择太大，C太小时，就易使稳定性特别差；如电容C小得接近分布参数，也就是说取掉该电容由线路板与其它元件间的分布参数而形成的容值都和所选的电容容值差不多；或者所选电阻太大以至于线路板上的漏电流所等效的阻值都和所选的电阻大小差不多；这将造成工作不稳定，如温度或湿度变化时其分布参数也跟着变化，严重影响振荡的稳定性。R一般不要大于1M欧，C一般不要小于22PF。误差放大器提供一个有可访问反相输入和输出的全补偿误差放大器。此放大器从有90dB的典刮自流电流增益和只有57度相位余量的1OMHz的增益为1带宽。同相输入在部偏置于2.5V而不经管脚引出。典刑情况下变换

32、揣输出电压通过一个电阻分压器分压，并由反向输入监视。最大输入偏置电流为2.0uA，它将引起输出电压误差，后者等于输入偏置电流和等效输入分压器源电阻的乘积。误差放大器输出(管脚1)用于外部回路补偿。输出电压因两个二极管压降而失调(1.4V)并在连接至电流取样比较器的反相输入之前被三分，这将在管脚l处于其最低状态时(Vol)，保证在输出(管脚6)不出现驱动脉冲。这发生在电源正在工作并且负载被取消时，或者在软启动过程的开始。最小误差放大器反馈电阻受限于放大器的拉电流(O5mA)和到达比较器的1.0V箝位电子所需的输出电压(VoH)： (3-1)UC3842作为电流模式控制器工作，输出开关导通山振荡器

33、起始，当峰值电感电流到达误差放大器输出补偿(管脚1)建立的门限电平时中止。这样在逐周基础上误差信号控制峰值电感电流。所用的电流取样比较器脉宽调制锁存配置确保在任何给定的振荡器周期，仅有一个单脉冲出现在输出端。电感电流通过插入一个与输出开关Q1的源极串联的以地为参考的取样电阻Rs转换成电压。此电压由电流取洋输入(管脚3)监视并与来自误差放大器的输出电平相比较。在正常的工作条件下，峰值电感电流由管脚1上的电压控制，其中： (3-2)当电源输出过载或者如果输出电压取样丢失时，异常的工作条件将出现。在这些条件下，电流取样比较器门限将被部箝位至10V。因此最大峰值开关电流为： (3-3)通常正电流波形的

34、前沿可以观察到一个窄尖脉冲，当输出负载较轻时，它可能会引起电源不稳定。这个尖脉冲的产生是由于电源变压器匝间电容和输出整流管恢复时间造成的。在电流取样输入端增加一个RC滤波器，使它的时间常数接近尖脉冲的持续时间，通常将消除不稳定性，如图3-5所示。图3-5 电流波形尖脉冲抑制欠压锁定采用了两个欠压锁定比较器来保证在输出级被驱动之前，集成电路已完全可用。正电源端(Vcc)和参考输出(Vref)各由分离的比较器监视。每个都具有部的滞后，以防止在通过它们各自的门限时产生错误输出动作。Vcc比较器上下门限分别为：UCX842A 16V10V，UCX843A8.4V7.6V。Vref比较器高低门限为3.6

35、V3.4V。大滞后和小启动电流使得UCX842A特别适合干需要有效的自举启动技术的离线变换器应用中。UCX843A准备应用于更低电压直流到直流变换器中。一个36V的齐纳二极管作为一个并联稳压管，从Vcc连接至地。它的作用是保护集成电路免受系统启动期间产生的过高电压的破坏。最小工作电压：UCX842A为11V，UCX843A为8.2V。输出这些器件有一个单图腾柱输出级，是专门设计用来自接驱动功率MOSFET的，在1.0nF负载下时，它能提供高达±1.0A的峰值驱动电流和典型值为50ns的上升、下降时间，还附加了一个部电路，使得任何时候只要欠压锁定有效，输出就进入灌模式，这个特性使外部下

36、拉电阻不在需要。3.2.2 TL431简介仪器公司（TI）生产的TL431是一是一个有良好的热稳定性能的三端可调分流基准源。它的输出电压用两个电阻就可以任意地设置到从Vref（2.5V）到36V围的任何值。该器件的典型动态阻抗为0.2，在很多应用中可以用它代替齐纳二极管，例如，数字电压表，运放电路、可调压电源，开关电源等等。该器件符号如图3-6所示。3个引脚分别为：阴极（CATHODE）、阳极（ANODE）和参考端（REF）。 图3-6 TL431符号TL431的具体功能可以用图3-7的功能模块示意。可以看到，一个部的2.5V基准源，接在运放的反相输入端。由运放的特性可知，只有同相端输入端的电

37、压非常接近2.5V时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着同相端输入端电压的微小变化，通过三极管的电流将从1到100mA变化。当然该图绝不是TL431的实际部结构，所以不能简单地用这种组合来代替它。图3-7 TL431功能模块示意图3.2.3 PC817光耦简介PC817是常用的线性光藕，在各种要求比较精密的功能电路中常常被当作耦合器件，具有上下级电路完全隔离的作用，相互不产生影响。当输入端加电信号时，发光器发出光线，照射在受光器上，受光器接受光线后导通，产生光电流从输出端输出，从而实现了“电-光-电”的转换。普通光电耦合器只能传输数字信号（开关信号），不适合传输模拟信号。线性光电

38、耦合器是一种新型的光电隔离器件，能够传输连续变化的模拟电压或电流信号，这样随着输入信号的强弱变化会产生相应的光信号，从而使光敏晶体管的导通程度也不同，输出的电压或电流也随之不同。PC817光电耦合器不但可以起到反馈作用还可以起到隔离作用。三极管Vce随输入二极管电流If的变化曲线（Ic为参量）如图3-8所示。图3-8 三极管Vce随输入二极管电流If的变化曲线（Ic为参量）3.3 UC3842常用的电压反馈电路3.3.1 输出电压直接分压作为误差放大器的输入UC3842的输出电压直接分压电路如图3-9所示。图3-9 输出电压直接分压该电路的工作原理是：直流电压加在R5上，降压后加在UC3842

39、的引脚7上，为芯片提供大于16 V的启动电压，当芯片启动后由反馈绕组提供维持芯片正常工作需要的电压。当输出电压升高时，单端反激变压器Bl的反馈绕组上产生的反馈电压也升高，该电压经R16、R17、W1组成大分压网络，分压后送入UC3842的引脚2，与基准电压比较后，经误差放大器放大，使UC3842引脚6的驱动脉冲占空比减小，从而使输出电压降低，达到稳定输出电压的目的。设计回路反馈时，需要在开关管上串联一个以地为参考的取样电阻R14，R16，R18将初级线圈的电流转换为电压信号，此电压由电流检测比较器监视并与来自误差放大器的输出电平比较。这种电路的优点是采样电路简单，缺点是输入电压和输出电压必须共

40、地，不能做到电气隔离。势必引起电源布线的困难，而且电源工作在高频开关状态，容易引起电磁干扰，必然带来电路设计的困难，所以这种方法很少使用4。3.3.2 辅助电源输出电压分压作为误差放大器的输入图3-10 辅助电源输出电压分压如图3-10所示，当输出电压升高时，单端反激式变压器T的辅助绕组上产生的感应电压也升高，该电压经过D82，D20，DW1，整流、滤波和稳压网络后得到一直流电压，给UC3842供电。同时该电压经R16与R17分压后作为采样电压，送入UC3842的脚2，在与基准电压比较后，经误差放大器放大，使脚6输出脉冲的占空比变小，输出电压下降，达到稳压的目的。同样，当输出电压降低时，使脚6

41、输出脉冲的占空比变大，输出电压上升，最终使输出电压稳定在设定的值。 这种电路的优点是采样电路简单，副边绕组、原边绕组和辅助绕组之间没有任何的电气通路，容易布线。缺点是并非从副边绕组直接得到采样电压，稳压效果不好，实验中发现，当电源的负载变化较大时，基本上不能实现稳压。该电路适用于针对某种固定负载的情况。3.3.3 采用线性光耦改变误差放大器的输入误差电压为克服上述问题，可以对上述反馈电路进行改进，采用光耦和电压基准进行反馈控制，可以极提高开关电源的稳定性和精度。采用这种方法进行反馈控制时需要从副边绕组输出端进行取样，电路如图3-11所示。图3-11 采用光耦和电压基准反馈控制电路电压采样与反馈

42、电路由光耦PC817、TL431和阻容网络组成，图中R5和C5用于TL431的频率补偿，不能缺少。通过调节由R24，R31，R32组成的分压网络后得到采样电压，该采样电压与三端可调稳压块TL431提供的2.5 V基准电压进行比较，当输出电压正常时，采样电压与TT431提供的2.5 V电压基准相等，则TL431的K极电位保持不变，从而流过光耦二极管的电流不变，进而流过光耦CE的电流也不变，UC3842引脚2的反馈电位Uf保持不变，则引脚6输出驱动的占空比不变，输出电压稳定在设定值不变。当输出5V电压因为某种原因升高时，分压网络上得到的输出电压采样值会随之升高，从而TL431的K极电位下降，流过光

43、耦二极管的电流增大，进而流过CE的电流增大，从而UC3842的引脚2的电位升高。由UC3842部示意图可知：误差放大器的输出电压Ue减小，亦即电流检测比较器钳位电压减小，UC3842引脚6输出驱动的占空比减小，从而使输出电压减小，这样就完成了反馈稳压的过程。初级线圈充磁峰值电流取样的回路反馈也是开关电源设计起决定作用的环节，如果回路反馈设计不符合电路要求，开关电源就无常工作。另外还有一种连接，UC3842的电压反馈输入端脚2接地，所以，误差放大器的输入误差总是固定的，可将线性光耦中的光电三极管视为一可变电阻，改变的是误差放大器的增益。该电路通过调节误差放大器的增益而不是调节误差放大器的输入误差

44、来改变误差放大器的输出，从而改变开关信号的占空比。这种拓扑结构不仅外接元器件较少，而且在电压采样电路中采用了三端可调稳压管，使得输出电压在负载发生较大的变化时，输出电压基本上没有变化。实验证明与上述三种反馈电路相比，该电路具有很好的稳压效果。4 总体设计4.1电路组成本设计共分为两部分：主电源部分、控制电路部分。其中主电源采用单端反激式开关电源技术。控制电路部分包括低电流调节控制电路部分、恒流电路部分、充电指示电路部分。总电路框图如图4-1所示。本设计难点在于主电源设计部分。包括输入电路，滤波电路，脉冲变压器制作，开关管选择，UC3842外围电路设计、反馈稳压电路。本电路最大功率发生在恒流充电

45、阶段二结束恒压充电开始时。最大输出功率为86W。设计主电源时就是要找到最苛刻的条件，即输入最低，输出功率最大的条件下来设计脉冲变压器的。输入电路要抑制浪涌电流和尖峰电压。为减小电源尖峰干扰需要在电源进线端和电源输出线端分别加入滤波电路。脉冲电压器设计的重要性不言而喻，设计的合理与否直接影响电路效率和带载能力。UC3842外围电路包括振荡电路，误差放大器输入和补偿电路，电源启动电路，驱动开关管电路，软启动电路。反馈稳压电路采用上面介绍的线性光耦改变误差放大器的输入误差电压。控制电路部分包括低电流调节控制电路部分、恒流电路部分、充电指示电路部分。其中低电流调节控制电路部分是当锂电池本身电压小于3.

46、3V时，充电器要以微弱的电流将锂电池充电到3.3V。恒流电路部分是当锂电池本身电压达到3.3V以上充电器对其进行恒流充电。充电指示电路部分就是要指示电路状态，便于用户知道充电情况。主电源电路低电流调节电路恒流电路指示灯电路图4-1 电路框图主电源控制电路4.2系统实现功能市面上一些锂电池充电器充电过程分为预充电,恒流充电,恒压充电,温度监控。本充电器电路输出端接上的锂电池电压低于3.3V时，首先充电器要以微弱的电流充电到3.3V。达到3.3V后开始以400mA的小电流充电到5V。然后就以4.12A的电流恒流充电。当锂电池两端电压的升高逐渐接近开关电源的输出电压，恒流电路被破坏，电压反馈稳压阶段

47、开始。当充电电流在155mA以上就意味着在充电，指示灯为红色。反之即认为充电完毕，指示灯变为绿色。最后本充电器电路的截止充电电压是21V。 5主电源部分设计主电源电路图如图5-1所示。其中包括输入电路，滤波电路，脉冲变压器制作，开关管选择，UC3842外围电路设计、反馈稳压电路。本电路最大功率发生在恒流充电阶段二结束恒压充电开始时。最大输出功率为86W。设计主电源时就是要找到最苛刻的条件，即输入最低，输出功率最大的条件下来设计脉冲变压器的。输入电路要抑制浪涌电流和尖峰电压。为减小电源尖峰干扰需要在电源进线端和电源输出线端分别加入滤波电路。脉冲电压器设计的重要性不言而喻，设计的合理与否直接影响电

48、路效率和带载能力。UC3842外围电路包括振荡电路，误差放大器输入和补偿电路，电源启动电路，驱动开关管电路，软启动电路。反馈稳压电路上面介绍的采用线性光耦改变误差放大器的输入误差电压。图5-1 主电源电路5.1 输入电路5.1.1 输入浪涌电流保护隔离式开关电源在加电时，会产生极高的浪涌电流，需在电源的输入端采取一些限流措施，才能有效地将浪涌电流减小到允许的围之。浪涌电流主要是由滤波电容充电引起的，在开关管开始导通的瞬间，电容对交流呈现出很低的阻抗，一般情况下，只是电容的ESR值。如果不采取任何保护措施，浪涌电流可接近几百安培。通常广泛采用的措施有两种，一种方法是利用电阻一双向可控硅并联网络；

49、另一种方法是采用负温度系数(NTc)的热敏电阻。用以增加对交流线路的阻抗，把浪捅电流减小到安全值。电阻双向可控硅技术：采用此项浪涌电流限制技术时，将电阻与交流输入线相串联。当输入滤波电容充满电后由于双向可控硅和电阻是并联的，可以把电阻短路，对其进行分流。这种电路结构需要一个触发电路，当某些预定的条件满足后，触发电路把双向可控硅触发导通。设计时要认真地选择双向可控硅的参数，并加上足够的散热片，因为在它导通时，要流过全部的输入电流。热敏电阻技术：这种方法是把负温度系数的热敏电阻串联在交流输入端或者串联在经过桥式整流后的直流线上。当开关电源接通时，热敏电阻的阻值基本上是电阻的标称值。这样，由于阻值较

50、大，它就限制了浪涌电流。当电容开始充电时，充电电流流过热敏电阻，开始对其加热。由于热敏电阻具有负温度系数，随着电阻的加热，其电阻值开始下降，如果热敏电阻选择得合适，在负载电流达到稳定状态时，其阻值应该是最小。这样，就不会影响整个开关电源的效率。5.1.2 输入尖峰电压保护在一般情况下，交流电网上的电压为115v或230v左右，但有时也会有高压的尖峰出现。比如电网附近有电感性开关，暴风雨天气时的雷电现象，都是产生高尖峰的因素。受严重的雷电影响，电网上的高压尖峰可达5kV。另一方面，电感性开关产生的电压尖峰的能量满足下面的公式： （5-1）公式中L是电感器的漏感，I是通过线圈的电流。由此可见，虽然

51、电压尖峰持续的时间很短，但是它确有足够的能量使开关电源的输入滤波器、开关晶体管等造成致命的损坏。所以需要采取措施加以避免。用在这种环境中最通用的抑制干扰器件是金局氧化物压敏电阻瞬态电压抑制器。把压敏电阻连在交流电压的输入端。压敏电阻起到一个可变阻抗的作用。也就是说，当高压尖峰瞬间出现在压敏电阻两端时它的阻抗急剧减小到一个低值，消除了尖峰电压使输入电压达到安全值。瞬间的能量消耗在压敏电阻上，在选择压敏电阻时应按下述步骤进行。选择压敏电阻的电压额定值，应该比最大的电路电压稳定值大10一20；计算或估计出电路所要承受的最大瞬间能量的焦尔数；查明器件所需要承受的最大尖峰电流；上述几步完成后，就可以根据

52、生产厂家的压敏电阻参数资料选择合适的压敏电阻器件。5.2 输入滤波电路5.2.1 差模干扰和共模干扰概念电压电流的变化通过导线传输时有二种形态,我们将此称做"共模"和"差模".设备的电源线,等的通信线,与其它设备或外围设备相互交换的通讯线路,至少有两根导线,这两根导线作为往返线路输送电力或信号.但在这两根导线之外通常还有第三导体,这就是"地线".干扰电压和电流分为两种:一种是两根导线分别做为往返线路传输;另一种是两根导线做去路,地线做返回路传输.前者叫"差模",后者叫"共模"。5.2.2 滤除干

53、扰信号为了减小差模干扰和共模干扰需要在电源进线端和电源输出线端分别加入滤波电路。在电源进线端通常采用如图5-2所示电路。该电路对共模和差模纹波干扰均有较好抑制作用。滤除差模干扰信号。L1,L2,C1用于滤除差模干扰信号。L1,L2磁芯面积不宜太小，以免饱和。电感量几毫亨至几十毫亨。C1为电源跨接电容，又称X电容。用瓷电容或聚脂薄膜电容效果更好。电容量取0.22F0.47F。滤除共模干扰信号L3，L4，C2-1，C2-2用于滤除共模干扰信号。L3，L4要求圈数一样，一般取10，电感量2mH左右。C2-1，C2-2为旁路电容，又称Y电容。电容量要求2200pF左右。电容量过大，影响设备的绝缘性能。

54、图5-2 电源进线端滤波电路5.3 变压器设计5.3.1变压器功能高频电源变压器完成功能有三个：功率传送、电压变换和绝缘隔离。功率传送有两种方式。第一种是变压器功率的传送方式，加在原绕组上的电压，在磁芯中产生磁通变化，使副绕组感应电压，从而使电功率从原边传送到副边。在功率传送过程中，磁芯又分为磁通单方向变化和磁通双方向变化两种工作模式。单方向变化工作模式，磁通密度从最大值 Bm变化到剩余磁通密度Br，或者从Br变化到Bm。磁通密度变化值B=Bm-Br。为了提高B，希望Bm大，Br小。双方向变化工作模式磁通度从+ Bm变化到-Bm，或者从-Bm变化到+Bm。磁通密度变化值B=2Bm，为了提高B，

55、希望Bm大，但不要求Br小，不论是单方向变化工作模式还是双方向变化工作模式，变压器功率传送方式都不直接与磁芯磁导率有关，第二种是电感器功率传送方式，原绕组输入的电能，使磁芯激磁，变为磁能储存起来，然后通过去磁使副绕组感应电压，变成电能释放给负载。传送功率决定于电感磁芯储能，而储能又决定于原绕组的电感。电感与磁芯磁导率有关，磁导率高，电感量大，储能多。而不直接与磁通密度有关。虽然功率传送方式不同，要求的磁芯参数不一样，但是在高频电源变压器设计中，磁芯的材料和参数的选择仍然是设计的一个主要容。电压变换通过原边和副边绕组匝数比来完成。不管功率传送是那一种方式，原边和副边的电压变换比等于原和副绕组匝数

56、比。绕组匝数设计成多少，只要不改变匝数比，就不影响电压变换。但是绕组匝数与高频电源变压器的漏感有关。漏感大小与原绕组匝数的平方成正比。漏感值大，储存的能量也大，在电源开关过程中突然释放，会产生尖峰电压，增加开关器件承受的电压峰值，也对绝缘不利，产生附加损耗和电磁干扰。绝缘隔离通过原边和副边绕组的绝缘结构来完成。为了保证绕组之间的绝缘，必须增加两个绕组之间的距离，从而降低绕组间的耦合程度，使漏感增大。还有，原绕组一般为高压绕组，匝数不能太少，否则，匝间或者层间电压相差大，会引起局部短路。这样，匝数有下限，使漏感也有下限。总之，在高频电源变压器绝缘结构和总体结构设计中，要统筹考虑漏感和绝缘强度问题。5.3.2磁芯饱和问题 对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负载运行时，该励磁