嵌入式实时系统设计.

1、西北工业大学研究生课程考试答题册得分:学号2015261620姓名王嘉豪考试课目 嵌入式实时系统设计考试日期 2016年1月20日西北工业大学研究生院西北工业大学目录一、设计目的2.二、设计要求2.2.1设计指标22.2设计方法22.3设计流程3三、系统设计3.3.1参数设计33.2拓扑选择33.3小信号模型建立 错误！未定义书签。四、硬件设计.5.4.1硬件需求分析 54.2主电路参数设计 64.2.1主变压器的设计 64.2.2电感Lf的设计84.2.3电容Cf的设计 104.3控制电路设计 104.3.1控制芯片选取 104.3.2系统时钟电路114.3.3 MOSFET驱动电路设计11

2、4.3.4驱动信号13五、软件设计135.1软件需求分析135.2控制器设计错误！未定义书签。5.2.1恒流充电模式 PID控制器的设计 错误！未定义书签。5.2.2稳压放电模式 PID调解器的设计 错误！未定义书签。六、 结论141西北工业大学基于DSP的双向全桥DC-DC变换器设计一、设计目的了解嵌入式实时系统的发展历史，发展进程以及未来应用，并通过设计DSP 控制的双向功率变换器，熟悉嵌入式实时系统的设计流程。、设计要求2西北工业大学通过系统需求分析，系统总体设计、软硬件设计、迭代等过程，采用嵌入式 实时系统的设计方法设计一款 dcdc变换器。现规定设计目标为：设计一款双向 DCDC变换

3、器，要求电压 40V-150V变换。2.1设计指标输入电压：36V-44V;输出电压：150V;输出功率：200W母线电流：0.5A-5A开关频率：20kHz电压纹波：w 1%2.2设计方法嵌入式系统开发一般包括：需求分析阶段、详细设计阶段、实现阶段、测试 阶段。图2.1为嵌入式系统设计流程。图2.1系统设计工程研制过程其中在软硬件设计的过程中需要采用“迭代”的思想。即在软硬件设计中不断进行需求分析，设计和实现的过程，运用这种方式发现一次设计中存在的问题 以进一步完善设计。2.3设计流程按照系统设计的流程，我们进行如下过程的设计：1) 分析系统需求，进行系统设计。在系统设计中明确具体设计参数，

4、选择 拓扑类型；2) 进行软件需求分析设计。其中首先分析软件流程，在进行控制器的设计；3) 进行硬件需求分析设计。其中首先进行小信号模型的建立，其次进行主 电路的参数设计，最后进行控制电路，驱动电路的设计与选型。具体的设计过程如下所示。三、系统设计3.1参数设计根据设计目标首先明确设计电路参数如下：V =150V -10% . V2 =40V -10% .P =200W . fs =20KHz; 0充电模式时输出电压不超过44V，放电模式时输出稳压在Vl mi 135V 03.2拓扑选择在非隔离型双向Buck-Boost DC/DC变换器的电路拓扑结构中插入高频变 压器，即可构成隔离型 Buc

5、k-Boost DC/DC变换器拓扑，图3.1(a)为隔离型 Buck-Boost DC/DC变换器的基本形式，其中高频整流/逆变单元和高频逆变/整 流单元可以由全桥、半桥、推挽等电路拓扑构成。图3.1(b)的整流/逆变单元和逆变/整流单元均是全桥结构。图3.1隔离型双向全桥 DC/DC变换器桥式直流变换器有两类：一类是由双电压源型桥式直流变换器构成，主变压器两侧电路结构对称；一类是由电压源型桥式直流变换器和电流源型桥式直流变 换器构成。这两种桥式变换器均可具有软开关特性。控制方式有两种：1）变压器两侧开关管相移控制，如图 3.2所示，其中表示变压器等效电 感，通过控制两侧变换单元之间的相位关

6、系来调节两个电源之间的能量传输大小 和方向；图3.2相移控制双向DC/DC变换器等效电路2）只对变压器一侧开关管进行控制，来调节向另一侧传递能量的大小，另一侧开关管用其反并联二极管整流， 或采用同步整流技术，工作原理类似单向直 流变换器。双向全桥直流变换器适合中大功率场合，并且较容易通过移相控制方式实现 软开关，因此备受青睐。大量文献对移相全桥变换器的工作原理、软开关条件、 实现软开关的方式、数学模型、控制方法等几个方面进行了深入研究，研究表明, 全桥直流变换器现已成为中大功率直流变换器的主要拓扑结构，该拓扑易于实现零压开通的软开关过程，损耗低，效率高。因此本文选择如图3.3所示双向全桥拓扑。

7、该拓扑是由电压源型全桥直流变 换器和电流源型全桥直流变换器组合而成的软开关型双向全桥DC/DC变换器。龙电模式放电模式图3.3双向全桥DC-DC变换器系统结构框图四、硬件设计4.1硬件需求分析双向变换器有两种工作模式降压模式和升压模式。充电模式时，开关管QiQ4有驱动信号，而开关Q5Q8则不加驱动信号，只利 用其反并联二极管d5d8实现输出全桥整流。放电模式时，开关管Q5Q有驱动信号，而开关QiQ4则不加驱动信号，只利 用其反并联二极管Di D4实现输出全桥整流。因此,变换器无论是工作在降压模式时还是升压模式时，主电路的等效电路都 如图4.1所示可以看成电压型全桥变换器。图4.1双向全桥等效电

8、路硬件电路根据功能的不同分为下面几个部分：1）主功率电路参数设计图4.2隔离型双向全桥 DC/DC变换器由上文系统设计已选用双向全桥拓扑结构。对于如图4.2所示的主电路拓扑 结构，分析可知需要设计的参数主要包括变压器、电感、电容等；2）控制电路设计。控制电路应当使用CPU来实现充电模式及放电模式的判断和切换。通过控制8路PWM的输出来控制Q!Q8八个开关管的导通关断。这部分的设计主要包括控制芯片的选型、时钟电路的设计等；3）驱动电路设计。驱动电路包括MOSFET驱动电路的设计、采样电路的设计等。4.2主电路参数设计4.2.1主变压器的设计变压器的设计主要包括：磁心选择、匝数计算等。该全桥直流变

9、换器的两个半周期的工作都用同一个原边绕组，磁心和绕组使用率都很高。为了减少磁化电流，最好原边绕组匝数多些，电感量大些。因此选 择高磁合金材料的磁心比较合适，而且磁心不带气隙。具体设计步骤如下： 磁心选择根据放电功率、效率，确定变压器输入、输出功率。计算式如下：n n(4-1根据输入功率确定合适的磁心型号。再由磁心型号得到变压器在开关频率为20kHz时的最佳磁感应强度B。则磁感应强度的变化量为= 原边线圈匝数的计算原边线圈匝数计算式如下NiVi切B Ae(4-2)8西北工业大学#西北工业大学其中，Vl 一原边线圈所加直流电压，在有波动时取最小值 (V);ton一最大导通时间()；B 一总磁感应强

10、度变化量(T);A 一磁心有效面积(mm2)< 原副边匝数比n的计算原副边匝数比按如下公式计算(Vi (min) VSW )D Rmax)(4-3)(V2 (max) *VL +VSRVr)/Dsec(max)为了保证整个电压输入范围内变换器都能输出额定的电压，式(4-3 )中输入电压V1用的其最小值V1(min) Vsw是原边开关管的导通压将，D(max)为原边最大占空比, 一般取0. 45,Dsecgax)为副边最大占空比，取0.4, V2(max)为输出电压最大值,VL为电感上的电压损失，Vsr为副边整流二极管上的压降，VR为线路压降 副边匝数的计算副边匝数的计算如下(4-4)根据

11、式(4-2)和式(4-3)计算的原边匝数Nl和原副边匝数比n,再由式(4-4)可 以确定副边匝数N2变压器参数取为：Ni =36,2 “2,n=34.2.2电感Lf的设计(1) 放电模式的关系式放电模式电感电流连续工作主要波形如图4.1所示，假设电感Lf工作在连续状态。图4.1中，半个周期 T/2内，QQ8四个开关管同时导通的时间为(D)T/2 ,期间，电感Lf储能，电感Lf电流咕线性上升，其增量为-iLf 1(4-5)° 匕10西北工业大学#西北工业大学图4.1放电模式电感电流连续工作主要波形对管Q5、Q (或Q6、Q7)导通的时间为DT/2，电感Lf传递能量，电流iLf线性下降，

12、其变化量为V1 -V2：iLf2 = n DT /2(4-6)Lf由于稳态时这两个变化量相等，则jV一"寸1皿化简得稳态电压增益为y _ n(4-7)(4-8)V2 一 D由输出功率与输入功率相等，得：l2 _ nh 一 D当电感Lf较小，或负载电阻较大，或T较大时，i|Jmin会为零，即电感Lf工 作在临界连续状态，此时，电感值为临界电感LC。电池放电电流l2与电感电流iLf存在以下关系:nl 2(i Lf max-i Lf min )11西北工业大学#西北工业大学则，将式(4-5), (4-7), (4-8)代入上式，得临界电感LC计算式如下V12V 2疵儿-吓处缶屮1®

13、;/2(4-9)#西北工业大学#西北工业大学电感Lf的选取本文的双向 DC/DC直流变换器，放电工作时，电池电压变化范围为V2=(36-44)V，输出电压V1min =135V，负载功率为P=200W，开关频率fs =10KHz0电感电流iLf工作在连续状态。考虑电池最低时的情况，则Dmax3 36135= 0.8(4-10)#西北工业大学#西北工业大学由式(4-9)求临界电感：M22n2P：Dmax(1-Dmax)T/2=16.2H(4-11)#西北工业大学因此电感Lf取56uH4.2.3电容Cf的设计电容Cf主要是用来吸收放电模式工作时输出侧纹波电流，以保证负载Rl上得到平直直流电流Ii。

14、参考图4.1,半个周期中，DT/2时间内，电容Cf充电；(1-D)T/2时间内，电容Cf放电。电容Cf的充放电电能量 Q形成纹波电压 可表示为：纹波电压:QCfli(1 -D)T/2CfVi(1_D)T/2RCf(4-12)守狞10%12西北工业大学#西北工业大学在指定纹波电压限值下，需要的电容值 Cf为：C (1-D)T/2V (1-D)T/2(4-13)f _ Rr V11 一V11由于Boost型变换器的储能的占空比必须小于 0.88,所以有0.8>D>0.12因此电容Cf取10mF4.3控制电路设计4.3.1控制芯片选取双向全桥DC/DC变换器主电路拓扑有八个功率开关管，因

15、此，控制电路应 能够产生变换器所需要的8路PWM驱动信号。根据变换器对控制器的需求，控制芯片选用 TMS320F240。TMS320F240是'C24x系列DSP控制器的第一代产品。'C240的主要特点总结如下：(1) 内核CPU:32位中央算术逻辑单元(CALU );32位累加器;16位*16位并行 乘法器，产生32位乘积等。(2) 存储器:544字*16位片内数据/程序双口 RAM;16K字*16位片内程序ROM 或Flash;224K*16位最大寻址存储范围；外部存储器接口模块包括软件等待状态发生器、16位地址总线和16位数据总线。(3) 程序控制：四级流水线操作；八级硬

16、件堆栈；六个外部中断：功率驱动保护中 断、复位、NMI(不可屏蔽中断)和三个可屏蔽中断。(4) 指令集:单指令重复操作；单周期乘/加指令;变址寻址能力。(5) 速度:50ns的指令周期(20MIPS)。(6) 事件管理器:12路比较/PWM通道，其中9位独立;3个16位通用定时器， 共有6种模式:连续向上计数和连续向下计数;3个具有死区功能的全比较单元;3 个单比较单元；四个捕获单元。(7) 双10位A/D转换器。(8) 28个可单独编程的多路复用I/O引脚。其它还有：串行通信接口(SCI)、串行外设接口(SPI)等。因此，利用DSP TMS320F240芯片独特的事件管理器功能，通过编程可以

17、 得到我们所需要的驱动信号PWM波形。并通过数字信号处理，很好的控制被控 对象。4.3.2系统时钟电路DSP TMS320F240微控制器可使用外部晶振或者外部时钟源，若不使用片内 PLL功能及ISP(In-System Programmable)下载功能，则外部晶振频率为 130MHz，外部时钟频率为150MHz。611 證卅XTAL1XTAL2C25«30pFY1 I IC24 1110592MHz 30pF图4.2系统时钟电路本电路系统使用外部11.0592MHz晶振，电路如图4.2所示。11.0592MHz晶 振的原因是使串口波特率更精确。4.3.3 MOSFET驱动电路设计

18、由于主电路是以N沟道MOSFET为开关管的Buck型变换器，用DSP输出的脉冲无法直接驱动开关管。因此，本文选IR2110作为驱动芯片，将输出脉冲进行处理。IR2110的结构：IR2110是一种高压高速功率 MOSFET和IGBT 驱动器，有独立的高端和低端输出驱动通道，起内部功能原理如图4.3所示。它包括输入/输出逻辑电路、电平移位电路、输出驱动电路欠压保护和自举电路等部分。各 引脚功能分别是：1端(LO)是低通道输出；2端(COM)是公共端；3端(VCC)是 低端固定电源电压；5端(VS)是高端浮置电源偏移电压；6端(VB)是高端浮置电 源电压；7端(HO)是高端输出；9端(VDD)是逻辑

19、电路电源电压；10端(HIN) 是高通道逻辑输入；11端(SD)是输入有效与否的选择端，可用来过流过压保护； 12端(LIN)是低通道输入；13端(VSS)是逻辑电路的地端。图4.3 MOSFET驱动电路由于浮置电源采用自举电路，IR2110的高端工作电压可达500V。输出的栅 极驱动电压范围为1020 V,逻辑电源电压范围为515V。输出采用低阻抗的图 腾柱结构，输出峰值电流不小于2A,负载为1000pF时，开关时间典型值为25nsoMOSFET驱动电路原理：图4.4为用IR2110的高端部分驱动BUCK变换器中MOSFET。图4.4 IR2110外部连接正常工作时，电源对自举电容C1的充电是在续流二极管 D1的导通期间进 行。此时，MOSFET截止，其源极电位接近地电位，+15V电源通过D2给C1充 电，使C1上的电压接近+15V。当MOSFET导通而D1截止时，C1自举，D2 截止，C1上存储电荷为IR2110的高端驱动输出提供电源。自举电容应选用损 耗小、绝缘电阻高、频率特性好的电容。D2为快速恢复二极管，且反向耐压要能满足电路要求。4.3.4驱动信号利用DSP TMS320F240芯片的事件管理器的三个全比较单元输出 6路PWM 驱动信号和一个单比较单元输出的1路PWM驱动信号，来驱动双向全