电磁屏蔽的通用特征——噪声屏蔽

1、信号传输理论的概念及噪声传导和反射 【导读】噪声传导藉由导体传导性和空间传导性产生。 在解释导体传导性的本质 时，可能会运用传输理论概念。 为便于理解以下内容， 我们将用一种简化的方法 解释EMC中用到的传输理论概念。在传输理论中， 导体被视为传输线路， 电能在传输线上以波的形式传导， 并在末 端发生反射。 无论传导的能量是信号还是噪声， 都同样是以波的形式传导的。 因 此，本章节首先针对信号先解释了传输理论的概念，进而讲述噪声的传导。1. 数字信号对脉冲波形的影响(1) 反射导致谐振当数字信号与10cm或更长的导线相连时，可能导致如图1所示的振铃现象。如上 一章节所述，由于线路中存在电感和静

2、电容量，这可以解释为谐 振。但是，根 据传输理论，由于导线两端信号波发生如图 2所示的反射，也可以认为导线本身 作为一种谐振器，让特定频率成分变得非常明显。这样一来， 传输理论就从电 波传导和反射的角度解释了这种现象。运用传输理论可以预测，在振铃的振荡频率处以及更高频率范围内会出现频谱(图中460MHz和860MHZ增加的现象(如图1(c)所示)。(2) 反射会干扰信号波形的传输如果发生反射或谐振， 脉冲波形无法正确传输。 为正确传输信号波形， 需要抑制 导线两端的反射。 利用传输理论， 可以提出一种抑制反射的设计， 并预测反射导 致的波形变化。棋拟模型印刷线珞宽度& Sirm(a)脉

3、冲波形D O O OT O AT S1 11140MHz图1数字信号中振铃的示例在振铃频率以外的频 率址产整很輕的噪由；460mz :m:060Wz ?:/ 'I HilliOQ 600 SOO MM 頻率弭Hgi(o)嫌谱驱期医按收器-脉冲液形进入在銭醤两端脉冲波?纟被部分反射和如骤反射多次产生f务童反射),某些頻军会熠大四磺出产生了撮铃前脉冲波胳辜J參重反射导矽的液动图 2 数字信号中产生振铃的机制2. 特性阻抗和反射(1) 阻抗匹配为抑制导线两端的反射， 需要执行“阻抗匹配”。 “匹配”一词指的是匹配导线的“特性阻抗”与连接至导线端的电路的“阻抗”。(2) 特性阻抗如图 3中信号

4、线路所示传导电波的导体被称为信号线路。 通过传输线路传输电时， 电力和电流之间的比率恒定。 这一比率就称为特性阻抗。 特性阻抗由每单位导线 长度的电感和静电容量决定 (如图 3所示)，是无损传输线路的纯电阻。 大家提到 同轴电缆时说50Q或75Q,就是指的特性阻抗。如果本课程中没有另作规定， 我们则认为传输线路处于理想状态而且没有任何电阻损耗，以便简化理论和表 述。这也适用于后面的章节。 (如果存在损耗，特性阻抗就不是纯电阻，会使整 个概念更加复杂。 )图 3 信号线的分布式恒定线路模型(3) 负载、终端、终端匹配如图4(b)所示，当连接至导线端(以下称为终端)的电路阻抗(以下称为负载) 与特

5、性阻抗相等时， 全部电能将被传输到负载， 而不会发生任何反射。 信号波形 也被正确传输。在这种情况下，可以说此导线的终端是终端匹配的。(4) 匹配能传输全部能量如果导线端连接至另一个电路而不是负载，则电路的输入阻抗会被视为负载阻 抗，以考虑阻抗匹配。 当电路的输入阻抗与传输线的特性阻抗相同时， 可以传输 全部能量。在这种情况下，可以说这两个电路相互匹配。在噪声抑制中， 能量传输并不总是好事。 在噪声传输路径与噪声源或天线相互连 接之处，形成较差的阻抗匹配更有利，这样才不会传输噪声能量。(5) 反射波如果负载阻抗不同于特性阻抗，信号能量会被部分反射，并通过传输线路逆流， 如图 4(c) 所示。这

6、种波被称为“反射波”， 反射的大小以“反射系数”表示。 如 果发生反射，则会在终端处观察到加入了输入波和反射波的波形。(6) 数字信号中包含的反射波图 5提供了数字信号与传输线路和负载相连时所产生波形的一个示例。如图5(a)所示，一根28cm长的导线(特性阻抗为50Q)传输33MHZ寸钟脉冲发生器信号。图5(b)给出了所连接负载具有与导线特性阻抗相同阻抗时的情形。脉冲波形被正 确传输。(因为时钟脉冲发生器的输出电阻大，上升时间约为 2ns。)(7) 通过增加行波和反射波形成数字信号图 5(c) 给出了连接数字 IC 时的情形。信号振幅增加，同时可以观察到一些过冲 和下冲。观察到的波形是由终端处

7、产生的反射波和原信号右向行 波相重叠产生 的。这就意味着终端处产生了具有与原信号相同迹象的反射波(图 4(c) )，因此 信号振幅看起来比原信号更大(图 5(b) )。与此相反， 还存在另一种情形 : 反射波的迹象与原信号相对， 使信号振幅比原信 号小。表示反射波的这种迹象(更准确的说是相位)和大小的系数是反射系数。伪载阻抗:刍负tt阻抗;屁信号披完全传愉到负载脉冲信毎输入当帀=去1时f阻抗匹配）t ffT1 *TL*信号被部分反射发射系数Zi % 二互+ %fl mm：*龍:!|d I2反射菠11蝴入波丑 JTL + jL T _rt.1礁入渡圧射波复直渡畴ibI i在终端赴观察到g合法形”

8、1在ffl中.通过示波谯观察时波形为反 :转M当亦Zl时（反射）图4信号反射和匹配图5发生反射时数字信号波形的示例（8）反射系数是矢量反射系数r是一个矢量，其大小为P,相位角度为，可在复杂平面上标绘在 半径为1的圆内（如图4（c）。因此，P的取值范围为0到 1。P=1表示全反射，而P =0表示无反射。通常而言，该值随频率而变化。随着特性阻抗和负载阻抗之差变大，反射会越来越强，因此，P 值增加（更接 近圆的边缘）。如果是完全反射，P等于1,标注在圆周上。（9）反射系数位于圆心意味着“匹配中”在未发生反射时（匹配中时），反射系数被标绘在圆心处。按照前述方法通过圆 内的位置来表示反射系数，会有助于从

9、直观上理解反射的状态。 史密斯圆图就采 用了这种方法。另一方面，也可以根据特征阻抗和反射系数计算负载阻抗。反射系数的概念也会用于后面讲述的 S参数。S参数是非常重要的概念，因为它 们广泛用于高频波（并不局限于噪声）的电子测量。3. 数字电路阻抗匹配（1）数字信号特性阻抗数字信号所使用信号线的特征阻抗有多大？如图 6所示，在以电源层和接地层为 内层的4层电路板的表面有一根信号线，此信号线可以作为微带线（以下称为MSL来处理，其中信号线的特性阻抗约为 50Q到150Q。（如果有电源线，特性 阻抗值可能更小。）（2）很多数字电路都未实现阻抗匹配与此相反，数字IC的输入阻抗通常一个几pF的电容，在频率

10、为100MHz及以下 时，会变成100Q以上的高阻抗。因此，如图7所示，数字电路的设计基本上会 产生非常高的反射，从而导致在接收器处反射大部分信号能。此外，数字IC驱动器侧的输出阻抗也会变化。因此，阻抗匹配并非总是在驱动 器侧完成，而且也可能导致反射。所以，数字信号一般会在信号线两端造成反射 （如图2所示），而且会在造成多重反射一定程度时被传输。信号裁h信号线下印厭线路板的按地庶或电臨慝绝绦体（弗嗣电昏幸fp椅栓沮抗'后.-图6信号线的特性阻抗接收e号的t（接收器发送信号帥C （驱动器）,电波流动/ ' I I a - I ' I ! :! ! :H _ I I 

11、9;! ! I I I"-特性阻抗，约为50fiJiJ150Q；（用于多层电路桩）- I - - - -" P I "II5 -!- ! !I r- - -'ll输入阻抗：几pF的电容:随频率而®化，在怙为几百0厂-1 1 I * . . I !； T . ; h r I I h : I < h| ,h > ! I > ' I I b I >ri I I II输出电阻，约为g到ww；（iMi'Ciia而改变）图7数字信号线的阻抗匹配状态（3）驻波指示匹配状态尽管为了便于解释在图4中分别描述了输入波和反射波，

12、但在正常测量中很难单 独观察这两种波形（因为示波镜只会显示复合波形）。因此，可以按照后面的讲 述，通过观察驻波来确定反射状态。如果因驱动器侧和接收器侧的反射而产生多重反射，传输线会形成一种谐振器， 使某个特定的频率变得特别明显。从正确传输数字信号波形（即“信号完整性”） 的角度而言，传输线产生的谐振并不可取，因为它会导致振铃。此外，从EMC的角度来看，这也是不可取的，因为它会在谐振频率处增加噪声。 为抑制传输线 产生的 谐振，导线的两端或者一端应该靠近匹配状态，以便吸收反射。4.驻波（1）电压和电流随测量点变化在一定频率处测量信号线上的噪声时，如果终端处产生反射，就会观察到如图8所示的驻波。在

13、这种现象中，您会发现由于“入射波”（原信号）和反射波之间 发生干扰，不同位置的信号长度会有所不同。这种驻波是传输线路复杂状况的根 本原因，这将在后面进行描述。如图9所示，驻波较强处称为“波腹”，而较弱处称为“波节”。波腹和波节的 位置随频率而有所不同。就其本质而言，电压的波腹位置会成为电流的波节， 而 电压的波节位置会成为电流的波腹。无论在哪里测S. A i射波和反射護的大小？都相同入射波反射-入射波和反射波:'的复合適形i!i止传输线负K佰C输入正弦波；眞含波形的包络线 ： 由于入射波和反射S之间发生干扰 &点处产主不周的信号强度驻波),图8驻波曲平CdB)电压驻菠*节点&#

14、39;kJ:电平站価H而发主蛮北：:总休冊我咸为正弦液弼;电流驻谨开跆产士姓液的相恤 陆而垃主改变负載咀抗*£丄特件阻航I石图9电压驻波和电流驻波(2) 观察数字信号中包含的驻波图10到 12提供了观察如图5所示数字信号波形的驻波的示例。在此，28cm长的信号线连接至33MHz时钟脉冲信号，以 便观察信号线周围的磁场和电场。磁场和 电场分别对应电流和电压。观察的频率为 490MHz（33MHZ时钟脉冲频率的第15次 谐波），测量间隔为5mm在各图中，（a）的信号线右端有一个50Q电阻器，以便近似得到阻抗匹配的状态， 而（b）中有数字IC输入终端。（3）电流驻波图11给出了磁场的测量结

15、果。尽管（a）（有阻抗匹配的终端）显示传输线上具有 恒定的磁场，（b）却指出了不同位置处的强磁场（红色）和弱磁场（蓝色）。这就 意味着红色部分具有较大的电流。这被称为驻波，其中较高反射系数P会导致最大值和最小值之差更大。（4）电压驻波图12给出了电场的测量结果。与电流的情形一样，（b）中使用数字IC作为负载, 指示了不同位置处的变化。对比图11和图12会发现，就产生较强噪声的位置而言， 电压和电流的情况正好相反（如图9所示）。如果产生了驻波，噪声电平可能会随不同位置而变化。 因此，不能只通过某个位 置测得的单个结果确定噪声强度。信号输入33Uk数字信号负载电阻（50Q）地线（上韶却下韶）数字

16、III G (ZUCCm信号纯=待性阻境50Q（b）当连按数字忆时测星频率：495MHz （第帖次谐波测星范国 如 X 290 frh伯）当阻抗匹配时图10驻波的测量范围SS电祖焜）:未产牛忏何驻遁；无论弃哪： 个位直，都不会发生改变：Y-AS 13 bd40se loe1 別ac<kcK-AXIS (mm)tiwr? 40TM 150 MO 35 Q MWX=AXIS Ctm)电喘驻波节点=电濫驻玻的腹克:Cl 50（2）当阻抗匹配时Cb）当连接数字IG时 30. 0UfluWj都不会发性改S厂5CSfe电粗Y-AS IS 60nifn) 4010030C-S&IX)K-AXI

17、S (fflnO电喘驻液的®点=电疏驻驶的节点；输入线端¥-AXIS 60Cimr) 40心 5015兀&咫X=AXIS (nrn)当阻抗匹配时Cb）当连接数字IG时牡ai.dieuvi图12电场 VSWR图12所示电压驻波的波腹（最高点）和波节（最低点）之比率称为 VSWR电压 驻波比率），它是表示反射程度的指数。对于电压和电流而 言，VSW趋于一致。 如果没有驻波，VSW为1。反射越强，VSW的值越大。根据图中的测量结果，（b） 中观察到了驻波，指示VSW约为4。（6）驻波周期为二分之一波长驻波一个周期（波节到波节）的长度为频率的二分之一波长。因为后面将要讲述

18、的阻抗变化和传输线谐振是以此驻波为基础的，它们可能在使传输线长度为二分 之一波长整数倍的每个频率处反复出现。图11和图12（b）的示例表明驻波的一个周期约为200mm这说明传输线上的一个波 长为400mm在真空条件下测量的490MHz处的波长约为600mm这表明在该传输 线上波长缩短至三分之二。这个缩短比率会随着基板的相对介电常数而变化，介电常数越大，波长就会越短（这意味着电波在基板上减缓）。5.阻抗因传输线路而变化（1）什么让阻抗出现变化?从传输线的角度而言，信号线的另一个重要特性在于通过信号线的负载阻抗与阻 抗本身完全不同。例如，在连接至图1所示20cm长信号线的数字IC的输出终端，阻抗是

19、多少？为 找出答案，连接一个电阻器（10Q :紫色，1000Q :蓝色）、一个电容器（5pF:绿 色）和一个电感器（50nH:红色）作为负载（如图13所示），并测量阻抗。如果 数字IC如图1所示连接到终端端口，阻抗可能接近于电容器（5pF）的阻抗。图14指出了计算模型。（a）表示不考虑信号线的情形，而（b）显示通过传输线路测 量的情形。此外，（C）给出了按照第3章的章节3-2所述以线路模拟单级LC电路的 情形，仅供您参考。计算结果如图15所示。情形（a）（未考虑信号线）指出不考虑电阻器情况下的恒定值。电感器和电容器分别显示出与频率成正比 /反比的阻抗。（2）阻抗因传输线路而振荡相反，情形（b）

20、（考虑传输线路）在10MHZ频率以上比（a）中的差异大，在100MHz 频率以上表现出复杂的波动情况。 仔细观察就会发现，阻抗似乎以信号线的特性 阻抗（该示例中为123Q）为中心，在其附近振荡。如上所述，纵观整条传输线路，阻抗在高频范围内似乎存在显著差异。 尽管图15 仅显示了阻抗的振幅，但其相位也发生了变化。因此，根据不同频率，电感器可能类似于电容器，而电容器可能类似于电感器。（在某些情况下，利用这样的特性，传输线路可以用作阻抗变换器或者用于阻抗匹配。）対比从揃出缮端现窣到的阻抗（幘營）接收器信号接收）宽瞳： 0 3（10 誘Sitff； t.inw 梃陵； 20皿 电客率：4 7O- am

21、g阴抗计算建撲图13从数字电路输出终端观察到的阻抗L SQnH -R 10«D员戟I c' SsF'".（a）不考虑借号线时图14计算模型措号线躇. 度電度客 宽認层电豹7O匕加4负載的示例 电阻器；1Q00Q 电直SpF 百® 3S： SOnIiCW信号线披视为传输线腐2p=120Q坡it编垣系娜-0 5734tJg JOOmni归（供参照）使用单级LG电路模拟时韵不考虑信号线时Cb)信号线被视为传输线时在WHHz以上的憧率范18内，E号线作为传®线的影响:V将不可® B8LC电路不能表示却0«缶臥上的多S谐椅；IG

22、WC-locoV 10O空13R lOOCQf:C 5pF : IPL SOnHI i'D1 曲1D0D(供参照)使用单级LC电路模拟时图15阻抗对比(3) 入射波和反射波之间的相位差导致阻抗变化部最低点之间的频率间隔等于 传输线的态势与导线长度和波长在图15(b)的计算结果中，连接5pF电容器的情形(绿线)表现出的特征相对接 近使用数字电路作为负载的情形。 计算结果表明100MHz到200MHz之间存在局部 最大阻抗。在200MHZ以上频率范围内，阻抗交替出现局部最高点和局部最低点， 呈现出周期变化。阻抗的局部最低点和下一个局 使导线长度为二分之一波长的频率。如上所述， 之间的关系有

23、着密切的关联。(4) 注意导致局部最小阻抗的频率处的噪声所以需要特别注意EMC措昔施。脉因为导致局部最小阻抗的频率容许很大的电流, 冲波形可能导致振铃或者可能发射很强的噪声。6.多重反射导致的谐振(1) 传输线路变成谐振器如果像在数字信号中所描述那样，导线两端都发生反射，则会存在一个特定频率， 使波形完全符合下一个周期的信号(如图16所示)，同时反射波 在导线来回一圈。 在此频率处，传输线路可能作为一种谐振器，并导致非常大的电压或电流。此时 需要注意，因为它可能使数字信号遭受振铃或者在特定频率处导致很强的噪声。 图17采用了图14(b)中假定的20cm长信号线的情形，并叠加了以下几种情况下各

24、频率处驻波的计算结果 : (a) 两端均终端匹配(无反射波) ， (b) 只有终端发生反 射， (c) 两端均发生反射(多重反射) 。在情形 (a) 下信号输出已经调整至 1V(120dBu V)。当没有发生任何反射时，所有频率范围内和所有位置上的电压都恒定 (120dBu V。 信号在终端匹配的情况下正确进行传输。(3) 只有一端发生反射时，会产生驻波情形(b)将负载阻抗设定为1MQ (几乎是开放和完全反射)。在这种情况下，可以 观察到驻波， 且电压随频率和位置而变化。 这种状态可以认为是接近图 11和图12 中测量的状态。 如果只有一端发生反射， 无论反射有多强烈， 最大值都不会超过 原信

25、号的两倍(增加 6dB)(4) 两端均发生反射时，谐振频率处出现大振荡情形(C)在(b)中终端条件的基础上，使信号源的输出阻抗降低至10Q,从而造成 反射。在这种情况下，在某些频率处(大约为 200MHz和650MHZ观察到了非常 强烈的驻波。 这些频率会造成多重反射， 而且在某些情况下， 电压或电流可能达 到原信号的数倍，从而成为EMC措昔施方面的问题。(5) 谐振传输线路也作为天线当信号线如上所述作为谐振器时， 需要特别注意， 因为信号线本身可能成为一种 微带天线并发射很强的噪声。 谐振频率可能在使导线长度为二分之一波长的频率 间隔处反复出现(在图17的示例中约为400MHZ。小心不要让数

26、字信号的谐波接 近这些频率。为避免多重反射造成的谐振，需要在两端或一端进行阻抗匹配(如图17(a)或(b) 所示)，以吸收反射。如何终止数字信号线将在下一章节中讲述。除了这样的信号电路之外，如果要处理噪声的传导路径(如电源线) ，通常也可 以衰减信号。 在这种情况下， 除了终止之外， 还可以通过加剧传输线的衰减来避 免谐振。如果要加剧衰减，通常是增加一个电阻元件。反射反射:在使蛊成往£的反射液与下一卒周期的波形主全? 玉合的麵率处产生谐振=i :此图显示了与第二周期的彩重合的波妙 =图16多重反射导致的谐振信号源<126dBx/V)1沿悶 _ 14C os'-:130.

27、00, ：.U1st)OQ11&.00 :. 10Q tltb'皆无驻液捅岀阻琉12DQ员载阻抗120Q()二9巴(AJrgpj 出册130 GCI 130 gt谴振A15C ge y',- I110. 00100 c© y在谐旌频峯处蛀玻； :迪局訓最高偵增大:3(b)输出阻抗 负載阻抗 5Q有驻波(c)有谐振输出阻杭10Q负载阻抗1MQ?< U5 00-150 no '40 00-145 co V乩 OO-ME. OQ J 30 00-li 0012!>.00-13C CO121 00-125 flO 1 if> DO-i?c o

28、n 1 10. 09-! 5. «0 砧 oo-no 00 迦 OQ-IOS flO图17谐振导致的驻波变化7.数字信号的终止(1) 较长导线也需要针对数字信号进行终端匹配前已述及，当传输线路的特性阻抗等于负载阻抗时， 所有能量将会传输到负载而 不会发生反射。这种状况被称为“匹配”。例如，图11(a)和图12(a)在信号线的 末端连接了一个50Q的电阻器，以便能够与特性阻抗(50 Q)匹配。在这种情况 下，电场(电压)和磁场(电流)是一致的，不会观察到任何驻波。信号线蹌辆出阻抗匕2恒音源贸萩阻抗：Zl特性阻统；04二為 牡二5图18阻抗匹配 如果是数字信号，当C-M0S IC相互连接

29、时，信号线两端通常都会造成反射。但 是，如果导线较短，谐振频率就会非常高，不会导致任何实质性的问题。如果导 线变长，谐振频率会降低，变得 具有影响力，因而可能需要匹配。如图19所示, 可在驱动器侧或接收器侧进行阻抗匹配。(2) 驱动器侧终端匹配在驱动器侧图19(a)进行匹配时，将一个电阻器或铁氧体磁珠串联连接到信号线。 这类似于电路的阻尼电阻器。唯一的区别在于如何选择电阻值。选择的电阻值要能补足驱动器侧输出电阻和特性阻抗之差。这时，接收器侧仍会造成反射，导致信号线上存在驻波，使导线中部的波形失真。因此，这适用于导线中部未连接任何电路的一对一信号传输。(3) 接收器侧终端匹配在接收器侧图19(b

30、)进行匹配时，如图所示将电阻值等于特性电阻的电阻器连接 到地线或电源。在这种情况下，不会导致任何驻波，因此，即使是从导线中部提取信号，也能获得规整的脉冲波形。但是，由于电流流入负载电阻器，这种匹 配也存在一些劣势，如降低信号振幅，导致功率损耗。为了在静止的状态下减少功率损耗，可以加入电容器与电阻器串联。!电阻壽或铁氣林磁殊的电阻元件：接收器H言号權收侶号Si) /! R忖柱®抗：弘；R =耳-驱动霸的输岀电阻 产呼777*bt(悟号'岌生:信号接收）h n B n n p b"JI:地线或电源/駆动器侧阻抗匹配(b)坐动器侧阻抗匹配图19数字电路的阻抗匹配 8.对E

31、MCt施的影响但它们是研究噪声传 当物体噪声频率升高时，需要基于噪 的假设采取相应措施和EMG昔施。关于尽管就产生驻波和谐振对传输数字信号而言是不利的现象, 导和制定应对措施时需要考虑的重要特性。声传导路径会像传输线一样(产生驻波) 主要影响的示例将在下面讲述。(1)电压和电流随测量点变化即使在同一根导线上，但一个部分的噪当针对EMG昔施使用探针寻找噪声源时，声比较大，而其他部分的噪音比较小。此外，就电压和电流(磁场)而言，产生 较大噪声的位置不相同。因此，如果噪声抑制前后的测量点不同，就无法正确评 估产生的影响。图20显示了频谱的变化，以此作为使用如图10所示测量系统移动测量点时导致变 化的

32、一个示例。当探针移动几厘米时，可以发现频谱的形状和电平出现变化。如 果要找出噪声大的位置，就需要牢记这种变化，并在诸多点上进行测量，以确定 噪声强度。IHlfW号输入'(74AC0;i(a) 20mmchrlmp】 p»下降feOIMiM!iTWI验0aao 9m iooq moo ；频宰(U蹭加频卑(MUi j S示了出观財波形的7*甬谱的示例(b) 40nni(c) 60mm图20各点频谱变化的示例（2）阻抗和EMC措施相关元件的作用随位置而变化当产生驻波时，电压波腹（电流波节）处的阻抗高，而电压波节（电流波腹）处 的阻抗低。阻抗的高低影响着该位置所连接 EMC措施相关元

33、件的效果。（但是， 驻波的形状随频率而变化。因此，当连接一个EMC措施相关元件时，不能一概断 定其对所有频率位置而言是有利或不利。）例如，图21给出了图11中电流驻波随频率发生的变化。 电流大的地方阻抗小（偏 红），电流小的地方阻抗大（偏蓝）。可以发现这些位置根据频率发生变化。一般而言，旁路电容器在阻抗降至最小值（电流波腹）的位置处具有较小的影响。 图9用箭头了指出了这样的位置。如果在此位置处放置一个元件，其对频率的影 响会减弱，因而需要另外使用铁氧体磁珠等。（可以移动此位置。但可能会在另一个频率处出现问题。）相反，铁氧体磁珠在阻抗局部最高点可能影响更弱。就降噪效果而言，结合了电容器和铁氧体磁

34、珠的LC滤波器可能相对不那么容易受到阻抗波动的影响。信号輸入测5区域数字皿(74AC0QJIY-AII£ 6Ci(iwij IGia" M 1QC 15020025£' OOXAXIg (mmV AXI& 迪nw400J(-AXIS (mro300 35 0(aSLiW：(bj 29mn£t裔号表示电盏膻点"在谴些位S.旁通电容S的效果Cc) 6a6MHz3CD¥ AXIS hO -mn 4Ci0IOC孰I TOTVAXIS Cmm：(d)saoMHz300so0150 ZOOVAXIS (mr；V AXIS bOin

35、 401280MH2图21不同频率处驻波变化的示例(3) 谐振频率随导线长度而变化由于使传输线发生谐振的频率会产生很大的电压和电流，因此可能会导致很强的噪声发射。此频率随导线长度而变化。因此，如果像图中所示那样因重新布置 IC而改变导线长度，则可能在意想不到的频率处使噪声增大。这类问题难以预 测，因为电路图通常不会指明导线长度。除了信号线之外，电源模式、电缆和屏蔽表面也可能形成传输线并导致谐振。这 类谐振器就像完好的天线一样，会发射噪声。（3,）采用较短的线路（b）采用较长的线路:即使®和的电路ffl甌诺扳频率汪是会境生娈化' 二（打可能不一定噪声更小tas不顺利，谐掘频军可

36、能-:超过谐逆）-r图22导线长度变化导致谐振改变（4）电缆或屏蔽板会产生驻波，成为状态完好的天线就电缆连接至电子设备或者设备中使用金属板作为天线的机制而言，这样的导体可以被视为像传输线一样产生谐振。（但是，天线的特性阻抗一般不是恒定的。） 例如，如图21所示，当电子设备连接至有开放端的电缆时， 电缆可以被视为有开 口端的传输线路。在这种情况下，电缆产生的驻波在端部的电流为零（如 图所 示）。因此，基部的阻抗降低，电流在端部不连接任何元件的情况下流动。在电 缆长度等于四分之一波长奇数倍的频率处，会产生谐振，因而也可能发射噪声。 这时，基部的阻抗较小，因此，噪声可能会由增加阻抗的元件（如铁氧体磁

37、心） 所控制。开枚端电子设备有开放鎧 的电烧电缆連过传*#描黑，会产生 倍的频率会图23带开放端的电缆上产生电流 如图22所示，如果一端有金属板连接到地线（当一端连接了屏蔽板时） 接地部件处电压为零的驻波。使金属板长度等于四分之一波长奇数导致谐振，且很可能造成噪声发射和感应。如果两端都连接到地线，会产生在两 端电压均为零的驻波，因此，使金属板长度等于二分之一波长整数倍的频率会导致谐振。为消除这样的问题，连接到地线的各点之间的间隔应缩短到噪声波长 的大约十分之一或以下。如上所述，在（较高）频率范围内，其中电子设备所使用导体的大小超过四分之 一波长（例如10cm时使用750MHZ，导体可能作为天线

38、。如果物体噪声的频率很 高，则需要注意物体尺寸与波长之间的关系。在某点处连接到: 她线在金属板端甑阻抗升高.僮其更容: 易导致嗓帀S应金属檢彳屏敲）-r电*开放端金廉骊777图24金属板连接到地线，金属板端作为天线9.如何防止噪声传导（1）阻抗失配可防止噪声传导实现阻抗匹配并不总是能带来理想的结果。如果要防止噪声传导（而不是传输信 号），就需要避免匹配阻抗。如章节2-1所示，除了充分了解电子设备噪声发射机制以外，可以认为从噪声源 到天线之间建立了噪声传输路径（如图 25所示）。在这种情况下，如果阻抗已经 完全匹配，噪声可能被传导至天线并造成很强的发射。（2）去耦电容器导致阻抗失配为防止噪声传导

39、，传输线两侧的反射都应当增强，使噪声无法传导。在此期间, 使用去耦电容器或电感器等元件显著改变阻抗，从而增加反射。也可以加剧传输路径的衰减。如果要增强衰减，用EMG昔施相关元件发挥噪声吸收作用的原因。就需要吸收能量。这就是需要使 可使用具有电阻阻抗的铁氧体磁珠。尽管图25仅涉及了针对所有元件的噪声传输路径，结合。例如，如果从接口电缆发射数字IC电源噪声，则可以认为具体情况会如 图26所示（作为示例）。可以通过对传输路径按类型分解来应用图 25所示的噪声但实际上它是很多传输路径的反射和衰减。増强反射或if减来停止噪声传输 路径天线7釦使是两瑞反射都增强，如果发牛多垂发射，燥声更可= :诧在常振频

40、牽处进行传输i为械弱谐振，可増抑標耗以慨隹輸路径申产生盍减cm : :阻器專吸收能卫)图25噪声反射和衰减金a壳噪声发射J'电源维端:去攀电晤:电潟塔路接地层:金属贏连接遢【天线)衰獗n袞戒n衰减Q衰臧n 反羽用射反死反射312图26已分解噪声传输路径的示例 10. S参数(1) EMC措施相关元件的性能可通过S参数来表示尽管噪声传输路径中所使用EMC措施相关元件的效果一般可通过插损来表示， 还会使用S参数进行更准确的表示。S参数方法是表示使用上述电波反射概念的电路特征的方式。因为S参数能够表示元件在高频范围内的性能， 所以常用于高 频电路。(2) 插损特性可被S参数取代在通过S参数表示EMC措昔施相关元件时，表示降噪性能的插损可由S参数传输系 数所取代。其前提是电路为线性运行，且要使用在 50Q系统上测得的S参数。(3) 传输系数和反射系数如图27所示从左侧和右侧输入电波可得到传输系数和反射