单端有源箝位DCDC变换器.

1、单端有源箝位DC/DC变换器单端有源箝位DC/DC变换器类别：电源技术作者：西安无线电二厂高季荪（西安710016）来源：电源技术应用摘要：单端正激式及反激式变换器的性能，因采用了有源箝位/恢复技术而大大增强。其优点是效率高，对外干扰及器件应力小。本文介绍了两种有 源箝位电路拓扑，对电路工作状态进行了分析，对磁化电流和负载电流之间的 关系进行了推导。最后，对这种有源箝位的 DC/DC变换器的优点，作了归纳。关键词：功率变换开关电源ZVS1引言在开关电源里，可把直流电压从一个电平变换到另一个电平。诸如 buck电路，boost电路以及buck boost电路。但是，当要求把相当高的直流 电压变换

2、到相当低的直流电压时，常规变换技术的效率较低，特别是当变换器 的工作频率在1MHz以上时，开关损耗变得特别大。图1电路就是常规的buck （正激式）变换器。该变换器在正常工作期 间，开关管S1导通，把输入电压和输出电压之差加在电感L1上，使电感L1中的电流增加，并对输入电容 CS充电；该电流又送至负载 RL上。当开关S1关断 时，电感L1极性反向使二极管D1导通，然后，电流流经D1和L1,其幅度是 逐渐下降的，直到S1再导通为止，又开始下一个工作周期。图2为常规的buck boost变换器，它用变压器T把输入及输出电压 隔离开来。该变换器可使输出电压的幅值大于或小于其输入电压的幅值。此电 路的

3、缺点是开关管电流和二极管电流均比基本的buck或boost变换器的电流大。本文所介绍的具有有源箝位的 DC/DC功率变换器，可以在1MHz以上的 开关频率下，以零电压谐振变换来工作。电路中，只需要一个磁芯兼作电感和 变压器。通过改变匝比，以获得所需要的电压。对其输出特性的控制和普通的 变换器拓扑一样。用零电压谐振变换和变压器隔离技术，对磁芯无特殊要求。 该电路控制部分采用脉宽调制技术（PWM,工作频率高，效率也高，且输入输 出隔离。2 电路结构说明图3为本文重点介绍的具有有源箝位的 DC/DC变换器电路。电路中采 用了三只开关管S1、S2及S3,变压器T,变压器初级侧和次级侧的滤波电容分 别为

4、Ci和Cso为分析方便，假定电容足够大，电容电压在整个开关周期内为 恒定值；变压器初次级绕组的耦合系数为 1；开关管是理想的，即无功耗，并 且能通过正反任一方向的电流。此外，在分析中，只考虑单输出形式，要输出 几种电压，可以增加次级绕组。通常是用普通的定时电路(未画出)来控制三个开关管的工作。其控 制波形如图4所示。在工作时，有源箝位开关 S1和同步开关S3由同一信号ug 来驱动(同时导通，同时截止),如图4 (a)波形所示。S2则用相反的信号来驱 动。这样，当S1及S3导通时，S2截止，反之亦然。因为假定S1、S2、S3均为 理想开关管，即开通与关断是瞬时完成的。实际上，开关时间在30n S

5、120 ns之间，一般采用先关断后开通的波形来驱动。3 电路工作状态分析图 5和图 6所示为图 3电路的两种工作状态。假定开始时该电路已处 于稳态运行，如图5所示，S2导通，变压器初级绕组中的电流增加，给电容 CP 充电，而输出电流Io完全由电容CS支持着。在图6所示的状态中，S1及S3 导通。这就使贮存在电容 CP和电感LP中的能量，从变压器初级侧传递到次级 侧负载。S2的工作周期为T,占空比为D,导通间隔为工作周期的一部分，即 DT。而S1及S3的导通时间间隔为T- DT=T( 1 D)。在周期T内，初级绕组 两端电压的平均值为零，即(Ui nUo)DTnUo(1D)T=0(1)UiD=n

6、Uo(2)D=nUo/Ui(3)式中，n是变压器的匝比。式(1)示于图4 (b)。同样Cs中的平均 电流也为零。当S2导通时，Cs供给负载电流Io。当S1及S3导通时，Cs充 电，以补偿S2导通时Cs输出的能量。在理想情况下，可以认为 Cs中的电流 ICS基本上是矩形，如图4 (C)所示。当S2导通时，Cs输入电流ICS和输出 端电流 Io 是幅值相等相位相反的 , 即ICS=Io (4)在S1和S3导通期间，Cs的输入电流ICS等于次级绕组中的电流Is 和输出电流 Io 之差，即ICS=IsIo(5)因为电容CS上的平均电流为零，则有DIo(1D)(IS Io)=0 (6)次级绕组中的电流

7、Is 可表示为Is=Io/ (1 D) (7)在S1及S3导通期间ICS=Io/(1 D)Io (8)=10 D/(1 D) (9)将式( 3)代入式( 9)得ICS=lo nUo/ ( Ui nUO (10)Cs中的输入电流ICS示于图4 (c)，输出电流Io示于图4(d), Is 示于图 4( e)。依据线性叠加，变压器初级绕组中的电流由三部分组成：第一部分是 磁化电流ILpm,系S2导通时Ui在初级绕组两端所加的电压引起的，它与输出 电流无关；第二部分电流是在 S1和S3导通期间，次级绕组的电流感应到初级 绕组中的电流，用ILP1 3表示；第三部分电流是在S2导通期间，由输入电流 ILP

8、2 所产生的。磁化电流由加在初级绕组上的电压、绕组电感、开关周期T及占空比D决定。当S2导通时iLPm(t)=ILPm(t0)+(Ui /Lp)t (11)在S2导通期间，峰一峰磁化电流：(ILPm)p-p=(Ui-nU0 / Lp)DT (12)在S1及S3导通期间的峰一峰电流可用同样的方法求出(ILPm)p-p=(nU0 / Lp)(1-D)T (13)在稳态条件下，式( 12)与式( 13)相等。在S1和S3导通期间，负载电流在初级侧产生的电流ILP1 3,可借用变压器的匝比关系，把式( 7)反射到初级侧即得ILP1-3=(Is/ n)=Io / n(1-D) (14)在S2导通期间，负

9、载电流在初级侧产生的电流ILP2可这样来考虑：在S2导通期间，必定有输入电流流通，以支持输出电流，因为输出能量等于输入能量(理想变压器)，又因为瞬时功率等于电压和电流之积，由式(3)可得(Io / nIi)=1 / D(15)整理后得 Ii=IoD / n (16)在S2导通期间，平均负载电流在初级侧产生的电流等于输入电流IiILP2D=Ii=IoD/ n (17)或 ILP2=Io /n (18)初级绕组磁化电流ILPm的波形为三角形，如图4 (f)所示。由式(14)及(18)所示的负载电流波形分别示于图4 (g)和图4 (h)，而合成的初级电流波形示于图 4(i )。由于初级绕组电感量较大

10、，在整个开关周期内， 即使S2关断，ILP2基本上仍保持为恒定值。如果没有输出电流，磁化电流的平均值为零。因此，当变压器空载 时，初级电流为正负峰峰等幅的波形。而获得零电压谐振开关，该磁化电流的 峰峰幅值，必须大于两倍负载电流在初级绕组中所产生的电流。这种串联功率变换拓扑的特点在于：在正激变换电路中，只用了一只 磁性元件，该磁性元件起两个作用：一是作为电路中的电感器，二是作为隔离 变压器。另外一种类似电路如图 7所示。这种电路结构和工作情况，基本上和图3 一样，Cp只有当S1导通时，才能并接到初级绕组。图 7 电路所产生的波形示于图 8。其工作状态分别 示于图9和图10。在图9中S2导通，使初

11、级绕组中的电流增加，而输出电流 完全由电容CS来提供。在图10中S1和S3导通，CP上的电压Ucp (是在S1及 S3断开时，Cp连续充放电所形成的)，加在变压器初级绕组上。稳态时，初级电感上的电压在一个开关周期内平均值为零UiDT(nUo)(1 D)T=0 (19)nUo(D-1)+UiD=0 (20)nUo / Ui=D / 1-D (21)其波形示于图8 (b)。从式(9)和(21)，可得Ics=Io ( nUo / Ui )(22)Ics波形示于图8 (C)。输出电流Io波形示于图8 (d)，而次级电 流 Is 波形示于图 8(e)。在S2导通期间，磁化电流23)iLPm(t)=ILP

12、m(t0)+Ui / Lp磁化电流的峰峰值：(ILPm)p-p=(Ui / Lp)DT(24)同样，在S1和S3导通期间，磁化电流的峰一峰幅值为：(ILPm)p-p=nUo / Lp(1-D)T(25)式( 25)的波形示于图 8(f) 。 式(7)所表示的电流反射到变压器初级侧，就导出式(14)。在S2导通期间，由负载电流在初级侧所产生的电流，可由式(21)导Io / nIi=1-D / D( 27)整理后可得 Ii=IoD / n(1-D)( 29)30) 式( 30)的波形示于图 8(g)。 初级绕组磁化电流 电流波形如图8(h)所示。当输出电流为零时， 化电流，其平均值为零。图( 28

13、) 在整个开关周期内，S2导通期间由负载电流在初级侧所产生的电流等 于输入电流 IiILP2D=Ii=IoD / n(1-D) 或 ILP2=Io / n(1-D)ILPm为三角波形，如图8 (f)所示。合成的初级 就和正激变换器的情况一样，初级绕组中只有磁7 电路和图 3 电路不同点是：图 3 电路在 S2 关断期间，初级绕组中无磁化电流，而在图 7电路中，即使在S2关断期间，CP仍会 提供一定的磁化电流。4 结语图3电路由于采用开关管S1作为有源箝位/恢复器件，使该电路具有如下优点：为使变压器恢复，不需要附加恢复绕组，或附加有损耗的箝位器件。2）3）占空比比较高，允许输入电压范围宽，或采用较高的匝比。由于匝比较高，初级上的电流应力和次级侧上的电压应力可大大 减轻。4）存贮在寄生元件中的能量被传输到谐振槽路元件上，并循环进 行，结果使电路效率提高，噪声下降