三电平电源原理

1、三相三电平中频高压电源原理介绍第一部分：中频电源综述1 开发三相三电平中频电源的背景静电除尘器（简称ESP）基本原理为：含尘烟气通过高压静电场，在电场中粉尘被收集，达到烟气净化的目的。为建立高压静电场，需要高压直流电源。ESP是环保领域中的重要设备，主要应用于等离子体放电、除尘、除雾、脱水、空气净化，高效除尘脱硫、杂质分离和多种原料回收等。ESP的高压电场等效为R、C并联负载，其中C为高压电场的等效电容，一般为几千几万PF，R为可变电阻，随ESP工况随时变化。可见，ESP为变动负载，在发生闪络或短路时对其直流高压电源的冲击很大，为此必须采取相应措施保证电源可靠、稳定运行，而且需要为ESP提供良

2、好供电，满足ESP除尘要求。现有的ESP用电源主要有以下三种：1.1 单相SCR电源 传统的高压电源通常采用单相SCR电源，其原理图如图1所示：图1单相SCR电源原理图但由于控制原理的局限性，使得SCR电源具有如下缺点：(1) 因工作在工频50Hz，使得变压器体积大，重量大,消耗大量铜，铁及变压器油，随着材料价格的上涨，低成本的优势在消失； (2) 交流移相控制，使得电网侧谐波严重。采用两相供电，对电网来说是不均衡负载； (3) 由于采用交流移相调压，使得输出高压波形比较单一，对高浓度粉尘，高比电阻粉尘等工况的适应性比较差,。 （4）随着国家环保要求的提高，SCR电源难以满足ESP供电的要求。

3、 上述原因使得SCR电源面临严峻的挑战。尽管，恒流源、三相SCR电源从某些方面，弥补了SCR电源的不足，但并不能从根本上解决问题。 进入21世纪以来，科学技术得到迅猛的发展。特别是现代电力电子技术、电力电子器件、计算机技术、网络控制技术的发展，为研制高性能的高压电源提供了技术条件。1.2高频电源其原理图如图2所示：图2高频电源原理图由于高频电源的固有特点，可以提高对ESP的供电性能，进而改善ESP的收尘效率，高频电源的开发成为一个技术热点。国外高频电源的试用，起了示范作用。但国外高频电源价格昂贵，而且售后服务难以保证。国内经过几年的宣传及推广应用，用户对高频电源有了认识，为高频电源的应用提供了

4、用户条件。国内目前已完成80kV/400mA、80kV/800mA样机研制，进入了小批量试生产阶段。目前，随着ESP面积的不断增大，高频电源的容量不能满足用户的需要，特别在电力系统需要80KV/1A以上的容量，大功率高频电源开发受限于高频损耗等问题，难以有大的突破, 目前商用最大容量高频电源为70KV/1A(ALATOM:70KV/1.7A,但价格昂贵)；而且由于控制柜与变压器不可分离，控制柜在室外运行，运行寿命是个特别问题；另外，由于高频电源的特殊工作状况及为了适应外部环境，制造成本急剧上升，抵消了高频化带来的成本优势。1.3 中频电源中频电源的变压器较SCR电源变压器体积小（约为SCR电源

5、变压器的1/(23)）；供电性能与高频电源相当，且易于大容量；采用较低的逆变频率，IGBT相对损耗较小，变压器采用400Hz中频，损耗较高频电源小；控制柜可与变压器分离，控制柜可放置室内，运行条件较好，可靠性较高，寿命较长，便于维护与维修；中频电源较高频电源技术延续性好，80KV/2A与80KV/1A技术方案可以不变，便于缩短开发周期，迅速形成规模。中频电源按其逆变器不同可分为：二电平逆变器中频电源及三电平逆变器中频电源(三电平以上的逆变器尽管输出电压谐波少，但结构太复杂不便使用)。图3 二电平逆变器 图4 三电平逆变器1、二电平中频电源:二电平中频电源其逆变器（如图3所示）由6个IGBT构成

6、，其逆变器输出相电压包括二种电平，称为二电平逆变器。优点：结构简单、开关元件少；控制方案成熟，容易实现。缺点是：输出中频电压谐波大，电压变化率大；输出中频需要滤波器；IGBT承受电压高，损耗较大；变压器噪声明显。针对二电平中频电源的问题，提出了三电平中频电源的方案。2、三电平中频电源:三电平中频电源其逆变器（如图4所示）由12个可关断元件（或可关断元件组成的模块）及6个二极管组成的中点箝位型（二极管中点连接到串联滤波电容的中间点）三电平逆变器（NPC）构成，其逆变器输出相电压包括三种电平，称为三电平逆变器。三电平中频电源具有二电平中频电源的优点，克服了其缺点，且技术条件成熟，能在短期内形成大容

7、量产品，替代大容量SCR电源。优点：（相对二电平中频电源）是输出电平数多，输出中频电压谐波小，电压变化率小；输出中频不需要滤波器；IGBT承受电压低、损耗很小；变压器噪声小。缺点：（相对二电平中频电源）变流控制较复杂，开关器件较多，还有电容中点电压偏移及开关器件承担的电流不均等问题，但这些问题目前已以得到较好的解决。3、中频谐波对整流变压器的影响谐波电压的存在增加了变压器的铁损（磁滞损耗、涡流损耗）及绝缘的电场强度，谐波电流的存在增加了铜损。综合效果是使变压器温度上升，影响其绝缘能力，并造成容量裕度减小。谐波也可能引起变压器绕组及线间电容之间的共振，及引起铁心磁通饱和或歪斜，而产生噪声。1.4

8、 高频电源与中频电源方案比较1.4.1高频电源方案: 从技术上看：(1) 优势是较SCR电源性能好，体积小、重量轻。(2) 缺点之一:是高频损耗问题，包括IGBT损耗、变压器损耗。尽管采用串联谐振技术，损耗问题得到一定程度控制，但随着容量的增长，损耗问题仍不容忽视，限制了大容量的开发。目前，有的公司采用逆变电路串联的方案增大输出功率，但电源的成本增加。（3）缺点之二:由于高频电源采用调频方式，在轻负载（低开关频率）时，冲击电流大; 谐振电容串联在主回路,承受大电流,其寿命有待检验。(4) 缺点之三:由于高频电源逆变控制回路与变压器不可分离，使控制柜必须放置在室外(一般在ESP顶部)。而控制、逆

9、变回路比较脆弱，在室外放置长期运行会影响其寿命与可靠性。另外，电源的维护与维修不便(用户已有所反映)。 知识产权问题：高频电源技术起源于国外，国外公司已申请了多项专利，有可能有知识产权纠纷问题。从生产、市场销售看：高频电源技术复杂，对生产工艺要求高，与现有SCR电源工艺差别大，生产周期长。另外，与SCR电源相比成本优势不明显，市场推广较难。由于迟迟不能形成大容量、大规模生产，影响了市场销售，投资难以得到回报。从开发时间上看：与小容量高频电源不同，大容量高频电源随着容量的增长，技术难度会急剧增大(这也是阿尔斯通已开发高频电源十多年，仍未形成主流产品的原因之一)，开发周期也会拉长。1.4.2中频电

10、源方案：从技术上看：(1) 中频变压器较SCR电源的工频变压器体积小（约为SCR电源变压器的1/(23),节省材料及成本），；尽管同等容量中频变压器体积较高频电源大，但铁芯材料及线包要求比高频电源低，中频变压器与工频变压器工艺条件基本相同，便于大批量生产。(2) 由于采用较低的逆变频率，IGBT损耗较小，变压器采用400Hz中频损耗较高频电源小；由于采用调幅调压，对轻、重负载适应性好（特别在一些低电压、小电流的特殊场合，优势更明显）; 采用三相绕组高阻抗变压器可减小变压器原边电流、可抑制闪烙对逆变电路的冲击及谐波电流；输出电压平稳（400Hz*6=2400 Hz），对ESP等容性负载情况下，性

11、能与高频电源相当；技术条件成熟，可靠性较高，易于大容量化。(3) 中频电源较高频电源技术延续性好，80KV/2A与80KV/1A技术方案可以不变，便于缩短开发周期，迅速形成规模。(4) 由于控制柜可与变压器分离，控制柜可放置室内，运行条件较好，寿命较长且便于维护与维修。(5) 知识产权问题：中频电源技术由国内自主开发，已申请了多项专利，没有知识产权纠纷问题。从生产、市场销售看：由于中频电源与SCR电源工艺兼容性好，可以尽快大容量化，规模生产，占领市场先机；综合成本与SCR电源及高频电源相当，易于市场推广。从开发时间上看：中频电源前期开发时间较短，由于技术延续性好，后期开发时间更短，开发时间容易

12、控制。综上所示，两种方案各有优劣，电源高频化是发展方向，但大功率高频电源开发存在一定困难（特别是ESP用高频电源）。中频电源是以退为进的折衷方案，能够在较短时间形成规模，占领市场。1.5 三种电源的比较 SCR电源：单/三相工频交流、移相调压，低频SCR开关，工频变压器，输出电压纹波大（纹波波动频率：单相：100Hz/三相：300Hz）； 高频电源：高频谐振PFM调压，高频IGBT开关（nkHz 20kHz），高频变压器，输出电压纹波极小（纹波波动频率：n kHz）； 中频电源：二/三电平SVPWM三相中频、调幅调压，高频IGBT开关（7.2kHz或9.6kHz），中频变压器，输出电压纹波很小

13、（纹波波动频率：2.4kHz）。注：三相中频电源与高频电源输出电压纹波差别，在ESP这种容性负载情况下，对供电性能已无影响！。2 三相三电平中频电源技术参数 (1)输入电压：3相AC380V±10(2)输出容量：80kW160kW(3)输出电压、电流：DC 80kV/1A2A (4)输出波形：恒定直流/间歇波(5 电源效率：92(6)电源功率因素：0.95(7)工作方式：ACDCACDC(8)工作频率fr：400 Hz(9)开关频率fs：7.2 kHz/9.6kHz(10)变流控制方式：三电平SVPWM(空间矢量PWM)(11)调压方式：中频调幅调压(12)保护功能：闪络、开路、短路

14、、过流、温度保护等(13)冷却方式：IGBT强迫风冷; 变压器油冷及散热器(14)工作环境：环境温度 1045°C；空气温度90；海拔1000米3 技术方案3.1主电路及控制电路原理图 （如图5所示）图5三相三电平中频电源原理图3.2 主电路工作原理： 整流，滤波环节：三相交流AC380V经整流桥D1，滤波电路Lf0、Cf0，得到530V左右直流电压，送至IGBT逆变电路。 三相高频逆变及高频滤波环节:直流电压经IGBT逆变电路，产生（载波fs为4.8kHz 、7.2kHz或9.6kHz，调制波fr为400Hz三相三电平PWM脉冲）基波为400Hz中频交流电压，送到中频变压器ZB。

15、中频升压、整流环节：基波为400Hz中频交流电压，经中频变压器ZB升压、整流得到80kV直流电压负载ESP供电。 变流、调压控制原理：通过空间矢量PWM（SVPWM）可实现输出电压的调节，具体如下：通过调节开关周期Ts中，插入基本电压矢量作用时间的大小来调节400Hz正弦波的幅值，进而调节输出电压；由调制频率fr，决定正弦波相位2*fr*t。3.3控制电路工作原理（如图6所示）图6三相三电平中频电源控制原理图控制电路包括如下环节： 比较环节：负载电压U0与给定电压Ug比较，得到电压偏差U，送至调节器。 基于PI的调节器：根据输入电压偏差U，采用 PI调节器，输出调节量Vref给SVPWM环节；

16、另外，调节器还可以实现输出的软启动，各种保护功能(如：闪络及故障) 。 SVPWM环节根据输入调节量Vref，通过三电平SVPWM变流控制，输出PWM脉冲给变流电路的IGBT进而控制变流电路的输出。 采样环节采集负载电压、电流，变流电路的电压、电流及温度信号，送至调节器。4 方案的技术特点1采用ACDCACDC的变流工作方式；三相三电平高频逆变，中频400Hz升压整流可有效提高电源工作效率，减小电源的体积、重量，减小输出纹波。2开关器件采用IGBT/IPM模块。3. 控制核芯采用双CPU：运行控制采用TI公司的最新浮点DSP（TMS320F28335）；监控采用ARM控制器，二者通过RS232

17、通信。多台电源构成控制网，控制网通过CAN或RS485通信。4变压器铁芯材料0.21mm0.27mm的硅钢或微晶，线包可采用普通漆包线，整流桥可采用普通硅堆。变压器采用三相绕组及三相整流。变压器体积、重量较普通SCR电源大大减小,进而节省成本。5稳压/恒流控制采用PI（比例积分）控制算法，实现无静差稳压/恒流控制。变流控制采用三电平SVPWM逆变技术,可减小电压谐波、开关损耗，提高直流利用率。6完善的保护功能，使电源安全可靠工作。7控制柜与变压器可分离（也可一体化），控制柜可放置室内。5 技术难点及解决方案5.1技术难点：由于该电源输出功率大，输出电压高（80kV），逆变电路结构复杂、频率高，

18、变压器采用中频。研制过程中遇到一些困难，总结如下： 主回路设计:逆变回路结构、参数设计，IGBT逆变母线（包括缓冲电路）的设计，中频高压变压器短路阻抗选择，无现成的借鉴，需要精心的计算、仿真、实验。 IGBT模块的发热控制及散热设计。 中频高压变压器的设计：包括铁芯材料，铁芯结构设计；线圈设计（材料，线径，布线方式，绕制工艺）；中频整流桥设计，制作；高压绝缘结构设计；散热结构设计。 控制回路设计：信号采集、控制、IGBT驱动电路设计；控制电路的抗干扰设计。 三相变流控制策略的设计。 PWM及高压整流引起的中频谐波电压、电流抑制。 闪烙对逆变电路的冲击。5.2 解决方案：由于以前具有大功率可控硅

19、（SCR）直流电源、大功率IGBT高频直流电源、三相二电平中频电源的研制经验可供借鉴，上述技术难点是可以克服的：采用中点钳位式（NPC）结构,实现三电平逆变输出。专门设计的低电感直流母线，解决IGBT的开关过电压问题；IGBT的散热可采用散热器加强迫风冷；采用三相三电平SVPWM变流控制方式，可同时解决三相中频电压形成、调幅调压、降低IGBT损耗及提高直流利用率问题；采用TI公司TMS320F28335实现了三相三电平变流控制策略，采用CONCEPT公司2SD315AI实现了IGBT的可靠驱动或直接采用IPM模块，控制电路的抗干扰也有一定经验；采用三相绕组高阻抗变压器可解决闪烙对逆变电路的冲击

20、并抑制中频谐波电流；变压器铁芯可采用薄硅钢或非晶材料，降低损耗；变压器散热可采用油冷加散热片。 第二部分：中频电源控制原理一、 控制系统原理图(如图1所示) PI控制SVPWM变流电路滤波PDPINTIGBT及油箱温度3相UOPWM图1变压器二、 控制环节说明1、 采样环节(周期2Ts)PWM周期2Ts启动A/D，A/D转换结束后由中断服务程序读取数据。2、 调节器(工作周期Tr)以中频周期Tr为计算周期，计算(直流电压、电流)、(k=a,b,c)、IGBT温度、油箱温度、负载电压、电流等参数。由调节器执行PI调节、闪络上升处理及故障处理。此环节输出，供SVPWM使用。初始化: ， ；正常时0

21、；非正常时其中，为比例系数，积分系数。三、 SVPWM原理对本系统:1d-q变换: 设三相电压： 设三相交流系统各相电压为：设三相交流系统各相电压为设三相交流系统各相电压为：2一般三相正弦电压的向量表示:通过Tabc-dq 变换，Ua,Ub,Uc->Ud,Uq(线电压有效值向量)。 上式表明,通过Tabc-dq 变换, 三相电压Ua,Ub,Uc-与线电压有效值向量Uout(Ud,Uq)有一一对应关系,用Uout即可表示三相电压。3. SVPWM相关问题讨论： (1) SVPWM的适用范围及场合 本文提出的三电平SVPWM方法适用于: 三电平/三相/对称/正弦系统. 二电平逆变见相关资料;

22、 单相或非对称系统一般不适用,需要改造; 非正弦系统(如谐波补偿) ? 本文提出的三电平SVPWM方法适用场合: 三相变频调速/无功补偿/三相电源(工频/中频)/新能源接口等。 (2) SVPWM表达式形式(a) 由于参考矢量Uout(SVPWM方法中用到的) 表达有不同形式:它既可用极坐标(Uout/)形式, 也可用直角坐标(Ud/Uq) 形式给出。 与此相应,SVPWM算法就有不同的表达式,本文的表达式属于第一种形式, 第二种形式表达式请参考相应文献。前者适用于变频/变压控制(如V/F变频调速, 三相电源);后者适用于矢量控制变频调速。(b) 由于d-q 变换(三相->二相)有不同形

23、式:参考矢量幅值有采用线电压有效值,也有相电压峰值。与此相应,SVPWM算法就有不同的表达式,本文的表达式属于第一种形式, 第二种形式表达式请参考相应文献。(3) 关于SVPWM的硬件实现 从SVPWM算法可知：SVPWM算法实现要求很强的实时性：每个TPWM周期数据都需要实时更新 (涉及到扇区、区域判别、T1,T2，T3计算;饱和处理; PWM发生器赋值运算等)，对硬件有较高的要求。目前实现的方法主要有：DSPs(定点、浮点)、FPGA（CPLD）或专门的硬件电路。 DSPs 方案：TI的C2000系列DSPs（TMS320F240、TMS320F2407、TMS320F2812、TMS32

24、0F2833x）,由于内嵌PWM发生器（特别内嵌二电平SVPWM状态机），很容易实现二、三电平SVPWM，但对三电平以上SVPWM由于PWM引脚限制，而无法实现。另外，DSPs中断的实时性及运算精度(SVPWM涉及到浮点运算)对SVPWM的产生影响很大(对输出波形谐波及频率稳定性)。在开关频率很高(fs>20kHz)的情况下,定点 DSPs中断的实时性面临很大的挑战（目前DSPs提供了内嵌二电平SVPWM状态机一定程度上缓解了问题(fs<15kHz),但未提供内嵌三电平SVPWM状态机！），最好采用浮点DSPs（如TMS320F28335）。 FPGA（CPLD）方案：FPGA（C

25、PLD）也可以方便实现SVPWM，特别对多电平SVPWM无限制，不足之处在于增加了硬件的复杂性。也有DSPs+ FPGA（CPLD）方案，其中，DSPs用于运算、控制，FPGA用于SVPWM发生。 (4) SVPWM与SPWM的比较三相SPWMSVPWM备注原理每相电压作用时间等效矢量作用时间等效均为冲量（伏秒）等效局限性通用性强(单/三相)只适合三相系统三相系统每相独立完成三相作为整体等效性 -调制信号:正弦+三次谐波直流利用率0.866(基本SPWM) 1SPWM采用改变调制信号也能达到1开关次数 6 SW: 6 HW: 4每个TPWM周期复杂性 相对小 相对大适合DSPs应用DSPs内嵌

26、二电平SVPWM 状态机四、 三电平SVPWM原理及其实现1. 基本（静止）空间矢量Fig.1 Simplified circuit diagram of 3-level NPC inverter.对于三电平NPC逆变器，其有源开关的工作状态可由表8-1中的开关状态表示。对于A相桥臂，开关状态P表示桥臂上端的两个开关导通，逆变器A端相对于中点Z的端电压为+E。同样的，N表示下端两个开关导通，此时。开关状态O表示桥臂中间的两个开关导通，此时箝位二极管将箝位在零电压上。负载电流的方向将决定哪个二极管导通。例如，正向负载电流（）强迫导通，则A端通过导通的和连接到中点Z。从表8-1可以看到，开关和运行

27、在互补模式，即一个开关导通，另一个必须关断。同样和也是互补的。下面是对三电平NPC逆变器特性的小结：1） 没有动态均压问题。在换相过程中，三电平NPC逆变器的的每个有源开关均只承受总直流电压的一半；2） 无需额外的器件就可以实现静态电压均衡。当逆变器桥臂的最上端和最下端有源开关的漏电流小于中间开关的漏电流时，就能实现静态电压均衡了；3）很低的THD和。线电压由五个电平组成，在相同的电压容量和器件开关频率下，THD和比两电平逆变器的低然而，三电平NPC逆变器也有一些缺点，例如：需要额外的箝位二极管、较为复杂的PWM开关模式设计、中点电压偏移及S2、S3比S1、S4通流时间长（2倍）等问题。前面已

28、经指出，逆变器每相桥臂的运行状态可以用三个开关状态P、O 和N表示。考虑到有三相桥臂，则逆变器共有27种可能的开关状态组合。这些开关状态可用方括号中分别代表逆变器A、B和C三相的三个字母表示，如表8-2所示。通过采用类似二电平SVPWM分析方法，可以得到开关状态和对应的空间矢量之间的关系。表8-2中列出的27个开关状态对应19种电压矢量，Fig.2给出了这些电压矢量的空间矢量图。根据电压矢量幅值（长度）的不同，可以分为四组：（1）零矢量（）,幅值为零，表示PPP,OOO和NNN三种开关状态；（2）小矢量（）,幅值为。每个小矢量包括两种开关状态，一种为开关状态P,另一种为N。因此可以进一步分为P

29、型(P或O)和N型小矢量(N或O) ；（3）中矢量（）(N或P或O)，幅值为；（4）大矢量（）(N或P无O)，幅值为。可以看出：/()=2, 即大矢量幅值为小矢量幅值的2倍！Fig.2 Space vector diagram for three-level NPC invertersFig.3 Definition of sectors and regions of the space vector diagram 长、中、短矢量各开关状态及相应的中点电流im如下表所示正短矢量开关状态（abc）im负短矢量开关状态（abc）im中矢量开关状态（abc）im长矢量及零矢量im=0onniapo

30、o-iaponib ppoicoon-icopnia nonibopo-ibnpoic oppianoo-ianopib nnoicoop-iconpia popibono-ibpnoic 例如 poo：各种矢量对电容中点电压的影响如下： 长矢量及零矢量 im=0 ，对电容中点电压无影响； 中矢量 im=ia or ib or ic ，电流方向不同时，对对电容中点电压的影响不同； 短矢量：正短矢量与负短矢量电流方向相反（onn：ia; poo: -ia），对电容中点电压的影响完全相反。因而，可利用短矢量控制电容中点电压！。2. 参考矢量对应作用时间计算 确定的幅度及角度 幅度Vref由控制程序

31、确定； 角度；。 计算扇区号及扇区中角度 判别扇区中区域（由三角形正弦定律及角度判别） 其中，区域号 调制度 从Tb式可以看出：当 ma<0.5 时，总有Tb>0。即 Vref 总处于1区域。此时，三电平退化为二电平（从后面的仿真也可看出）！。 参考矢量对应作用时间（适用于所有扇区）为便于计算空间矢量的作用时间，可将图8-5所示的空间矢量图分为六个三角形扇区（IVI）。每个扇区又可以进一步分为如图8-6给出的四个三角区域（1-4）.在图8-6中，同时给出了所有矢量的开关状态。与两电平逆变器类似，三电平NPC逆变器的SVM算法也是基于伏秒平衡原理，即：给定矢量于采样周期的乘积，等于所

32、选定空间矢量与其作用时间乘积的累加和。在三电平NPC逆变器中，给定矢量可由最近的三个静态矢量合成。例如，在图8-7中，当落入扇区I的2区时，最近的三个静态矢量为、和，则有 （8-1）式中，、和分别为静态矢量、和的作用时间。需要注意的是，除了最近的三个矢量外，也可以用其他空间矢量来合成。不过，这样会使逆变器输出电压产生较高的谐波畸变，在大多数情况下是不受欢迎的。 图8-7中的电压矢量、和可表示为 ， （8-2）将式8-2）代入式（8-1）中，得到 （8-3）由式（8-3）可得 （8-4）将式（8-4）分为实部（Re）和虚部（Im），得到 （8-5）在的条件下求解式（8-5），得到作用时间为 （8

33、-6）式中，的取值范围为；为调制因数 （8-7） 给定矢量的最大长度对应于图8-6中六边形的最大内接圆半径，正好是中电压矢量的长度，即 将代入式（8-7）得到最大调制因数 （8-8）则的大小范围为 （8-9）表8-3给出了扇区I中作用时间的计算公式。表8-3中的公式也可用于在其他扇区（IIVI）时作用时间的计算。此时，需要从实际位移角中减去一个的倍数，使得结果在之间，以便计算。3. 开关模式设计定义中点电压：为中点Z相对于负直流母线的电压。这个电压通常随着三电平NPC逆变器的开关状态而变化。因此，在设计开关顺序时，需要开关状态对中点电压偏移的影响最小化。基于对两电平逆变器的两点要求对三电平NP

34、C逆变器开关顺序设计的全部要求如下： 1）从一种开关状态切换到另一种开关状态的过程中，仅影响同一桥臂上的两个开关器件：一个导通，另一个关断；2）从一个扇区（或区域）转移到另一个扇区（或区域）时，无需开关器件动作或只需最少的开关动作；3）开关状态对中点电压偏移的影响最小。1. 开关状态对中点电压偏移的影响图8-9给出了开关状态对中点电压偏移的影响。其中，图8-9a所示为逆变器工作在零矢量状态，其开关状态为PPP.此时，每个桥臂的上面两个开关导通，将逆变器A、B和C三相输出端连接到正直流母线上。由于中性点Z悬空，这个开关状态不会影响。类似的，其他两个零开关状态OOO和NNN也不会造成的偏移。图8-

35、9b为逆变器工作于P型小矢量开关状态POO时的拓扑结构。因为三相负载连接在正直流母线和中点Z之间，流入中点Z的中点电流使得上升。于此相反，图8-9c中，的N型开关状态ONN使减小。中点矢量同样也会影响中点电压。图8-9d所示为工作于开关状态PON的中点矢量，此时，负载端子A、B和C分别连接到正母线、中点和负母线上。在逆变器不同运行条件下，中点电压可能上升也可能下降。图8-9e所示为工作于开关状态PNN的大矢量，负载端连接在正负直流母线之间，此时中点Z悬空，因此中点电压不受影响。对上面分析可以总结为：1）零矢量不会影响中点电压；2）小矢量对有明显影响。P型小矢量会使得升高，而N型小矢量会导致降低

36、；（3）中矢量也会影响，但电压偏移的方向不定；（4）大矢量对中点电压偏移没有影响。 注意，上述结论是在逆变器运行在一般（电动机）模式的假设下得到的。再生运行模式下，开关状态对中点电压偏移的影响将在后面的章节中讨论。2. 最小中点电压偏移的开关序列如同前面所提到的那样，P型小矢量将使得中点电压上升，而N型小矢量则使其下降。为了使中点电压偏移最小，对于一个给定的小矢量而言，其P型和N型开关状态应在一个采样周期内平均分配，针对给定矢量所在的三角形区域，应对下面两种工况进行考察。（1) 工况1：选定的三个矢量中有一个小矢量 当图8-7中的给定矢量位于扇区I的3或4区域时，三个静态矢量中只有一个是小矢量

37、。假设落入扇区4，则它可以用、和来合成。小矢量有两个开关状态PPO和OON，为了使得中点电压偏移最小化，的维持时间应该在这两个开关状态之间平分。图8-10给出了三电平NPC逆变器典型的7段式开关顺序，从中可以发现：1）7段的作用时间之和为采样周期（）；2）满足了前述的开关顺序设计第1项要求。例如，从OON PON的跳变，通过开通和关断就可以实现，只有两个开关状态发生了变化；3）的作用时间在P和N型开关状态之间平均分配，这样就满足了开关顺序设计的第3项要求；4）每个采样周期，逆变器一个桥臂只有两个开关器件开通或关断。假设从一个扇区移动到下一个扇区时不需要任何开关动作，则器件开关频率则刚好等于采样

38、频率的一半 （8-10）（2）工况2：选定的三个矢量中有两个小矢量 当位于图8-7扇区的区域1或2时，所选的三个矢量中有两个小矢量。为了减小中性点电压偏移，将这两个区域进一步分割成如图8-11所示的子区。假设位于2a区域，则可以用、和近似合成。因为比更接近，因此的作用时间比的作用时间长，称为主要小矢量，它的作用时间平均分为，如表8-4所示。 在上面的讨论的基础上，表8-5对扇区I和II中的全部开关顺序进行了总结。可以看到： 1）穿越扇区I和II边界的跳变，不会产生任何额外的开关动作；2）当从一个扇区里的a区域移动到b 区域时，会产生一个额外的开关动作。图8-12给出了图形描述，其中虚线所示的大

39、、小圆周为的稳态轨迹，而黑点则表示有额外的开关动作发生。由于每个额外开关动作包括（12个中的）2个器件，并且每个基波周期只有6次额外开关动作，因此器件的平均开关频率增加到 （8-11）3. 消除偶次谐波 已经讨论了两电平逆变器偶次谐波产生的机理和需要消除这些谐波的原因。这些结论同样可应用于三电平NPC逆变器，因此这里不再重复。 当位于图8-12中的空间矢量图的扇区IV-4时，它具有两种可行的开关顺序，如图8-16所示。可以看到，A型开关顺序以N型小矢量开始，而B型开关顺序则以P型小矢量开始。尽管图8-16a和8-16b中，、及的波形很不一致，然而他们之间除了一个很短时间的延迟(）外，在本质上是

40、一样的。如果给出两个或更多的连续采样周期内的波形，则更容易看到这一点。 在三电平NPC逆变器的传统SVM方案中，只采用了A（N）型开关顺序。为了消除中的偶次谐波，A（N）型和B（P）型开关顺序可以像8-17所示交替使用。这种消除偶次谐波的原理，可参照第6章。本章附录给出了改进SVM方案的完整开关顺序集。与传统SVM方法相比，改进方案会使得器件开关频率稍高，增加的频率为，因此器件的平均开关频率为 （8-13） 图8-18是在三电平NPC逆变器试验装置上测得的采用改进SVM方案的波形。逆变器输出电压和的波形为半波对称，从而消除了偶次谐波。有意思的是，尽管的谐波频谱分析与图8-15不同，但它的THD

41、仍维持不变。4. 中点电压控制 开关状态对中点电压的影响一般情况下，长、中、短、零矢量各开关状态及相应的中点电流im如下表所示正短矢量开关状态（abc）im负短矢量开关状态（abc）im中矢量开关状态（abc）im长矢量及零矢量im=0onniapoo-iaponib ppoicoon-icopnia nonibopo-ibnpoic oppianoo-ianopib nnoicoop-iconpia popibono-ibpnoic 例如 poo：各种矢量对电容中点电压的影响如下： 长矢量及零矢量 im=0 ，对电容中点电压无影响； 中矢量 im=ia or ib or ic ，电流方向不同

42、时，对对电容中点电压的影响不同； 短矢量：正短矢量与负短矢量电流方向相反（onn：ia; poo: -ia），对电容中点电压的影响完全相反。因而，可利用短矢量控制电容中点电压！。前面已经指出，中点电压会随着三电平NPC逆变器的运行条件而改变。如果中点电压偏移过多，则会造成电压分布不均，从而导致逆变器输出电压THD增大及开关器件过早损坏。i. 中点电压偏移的原因 除了小电压矢量和中电压矢量的影响外，中点电压还可能受到其他因素的影响，主要包括：1） 由于制造误差造成的电容不平衡；2） 开关器件的特性不一致；3） 三相不对称运行。为了使中点中点电压偏移最小，可以采用对中点电压进行检测和控制的反馈控制

43、方法。ii. 电动和再生运行模式的影响 三电平NPC逆变器用于中压传动系统时，传动系统的运行模式也会影响中点电压。图8-19给出了传动系统在电动模式和再生运行时对中点电压偏移的影响。图8-19a为电动模式，直流电流从直流电源流向逆变器。此时，小矢量的P型开关状态 POO， C1放电，C2充电，导致中点电压上升；而N型开关状态 ONN， C1充电，C2放电， 则使减小。图8-19b所示的再生运行模式下，直流电流反向流动，使得相同开关状态下的结果刚好相反。在设计的反馈控制时，必须考虑上述情况。iii. 中点电压的反馈控制 通过调整小电压矢量P型和N型开关状态的作用时间，可以控制中点电压。在每个开关

44、顺序中总存在一个小电压矢量，这个矢量的作用时间可分为P型和N型开关状态两段。例如，在表8-4中对半分布的，其总作用时间可以重新分配为 （8-14）式中，和分别为 （8-15）式中，-1。根据检测得到的直流电容电压和来调整式（8-15）中的时间增量，可以使中点电压偏移最小，例如，传动系统运行在电动模式下时，如果由于某些原因，大于允许的最大直流电压偏移，则调节就可以在增加的同时减小了。如果传动系统运行在再生模式下，则需采取相反的措施。表8-6给出了电容电压和时间增量之间的关系。其中，5. 开关安排 最小开关次数； 中点电压偏移最小（小矢量安排：VP/VN作用时间相等）； 消除偶次谐波：P型、N型序

45、列交替使用；（初始POO，每个比较事件发生，PWM动作根据P型、N型序列不同分别设置：N型序列，上跳；P型序列，下跳！）； 使用7段式序列 ； 1 2 3 4 5 6 7 S/4 Y/2 X/2 S/2 X/2 Y/2 S/4 小矢量 小矢量 小矢量 kS (1-2k)S kS其中，k的选择如下：考虑了上述诸多因素，开关顺序安排如下表所示： 4. 基于TMS320F28335的三相三电平SVPWM发生器设计2. ePWM引脚分配 No.PWMi Sij PhasePWM相位 CMPi PWM1A Su1UPWM1A/1B互补CMP1A PWM1B Su3 PWM2A Su2PWM2A/2B互补

46、CMP2A PWM2B Su4 PWM3A Sv1VPWM3A/3B互补CMP3A PWM3B Sv3 PWM4A Sv2PWM4A/4B互补CMP4A PWM4B Sv4 PWM5A Sw1WPWM5A/5B互补CMP5A PWM5B Sw3 PWM6A Sw2PWM6A/6B互补CMP6A PWM6B Sw4注： PWM时基全部同步，TMS320F28335很容易实现； CMPiA, CMPiB设置：CMPiB不使用，PWMiB总是取PWMiA的互补；CMPiA取t1,t2,t3,0，而且只有3个赋值，另3个取零！。3. ePWM比较寄存器设置根据前面的讨论，以第六扇区S=6为例介绍ePWM比较寄存器设置S=6,（1a,1b,2a,2b,3,4）à (N,P,N,P,N,P) 1a: N series1b:P series 2a:N series 2b:P series 3:N series 4:P series 1t1ONOt1POOt1ONOt1POOt1ONOt1POO 2t2OOOt2OOOt2PNOt2PNOt2PNOt2PNO 3t3POOt3ONOt3POOt3ONOt3PNPt3PNN 4POPONNPOPONNPOPONN 5POOONOPOOONOPNPPNN 6OOOOOOPNOPNOPNOPNO 7