基于UC3845的横机专用输出大功率开关电源

1、基于UC3845的横机专用4路输出大功率开关电源目录一 横机专用开关电源背景二 横机专用开关电源系统级分析2.1 技术指标2.2 拓扑结构 2.21 反激式开关电源 2.22 正激式开关电源2.3 工作模式 2.31 DCM模式 2.32 CCM模式 2.4 系统框架三 横机专用开关电源电路级设计3.1 主回路 3.11 输入保护电路 3.12 降功耗的EMI滤波电路 3.13 整流电路 3.14 输出电路3.2 13V辅助输出电路 3.21 高频变压器 3.22 钳位电路 3.23 反馈电路 3.24 控制电路 3.25 输出电路3.3 24V输出电路 3.31 高频变压器 3.32 钳位电

2、路 3.33 反馈电路 3.34 控制电路 3.35 输出电路3.4 12V输出电路 3.41 高频变压器 3.42 钳位电路 3.43 反馈电路 3.44 控制电路 3.45 输出电路3.5 5V输出电路 3.51 高频变压器 3.52 钳位电路 3.53 反馈电路 3.54 控制电路 3.55 输出电路四 实验附录A 电路原理图附录B PCB和实物一、横机电源背景21 世纪是建设可持续发展的社会，提倡的是节约资源，提高能效，环境友好。由于开关电源在体积、重量、功能和能耗等方面有显著优势，而且稳定性很高，因此它正广泛应用于通信、航天、家电等领域。随着技术的发展，高功率密度、高变换效率、高可靠

3、性、低污染己成为开关电源的发展方向。本设计开关电源是为满足针织横机的供电需要，基于当前流行的单片集成开关电源芯片UC3845设计的一款四路集成电源。该电源可靠性高、功率密度大、抗干扰能力、输出电压稳定，高效率、体积小等特点。为用户节约了安装空间，方便了用户的安装使用，提高了人工的安装效率。二、横机专用开关电源系统级分析2.1 技术指标四路集成电源技术指标序号技术参数备注1电源输入： AC220V单相输入 A误差范围175V 275VB电源频率50Hz±10%2电源输出： V1：5V6A、V2：12V5A、V3：24V14.6A、V4：24V14.6A。5V电源输出(主电源)： A输出

4、电压+5V 出厂调到5.2VB输出电流6A C电压调整率<1%D负载调整率<1%E纹波噪声（P-P值）100mVmax 12V电源输出A输出电压12V 出厂调到12.10VB输出电流5AC电压调整率<1%D负载调整率<2%E纹波噪声（P-P值）200mVmax 24V1电源输出A输出电压+24V （22-28可调）出厂调到24.5VB输出电流14.6AC电压调整率<2%D负载调整率<2%E纹波噪声（P-P值）350mVmax 24V2电源输出A输出电压+24V （22-28可调）出厂调到24.5VB输出电流14.6AC电压调整率<2%D负载调整率<

5、;2%E纹波噪声（P-P值）350mVmax3效率(85%)min2.2 拓扑结构最基本的 DC-DC 变换电路拓扑有降压型（Buck）变换器、升压型（Boost）变换器、升降压型（Buck-Boost）变换器三种3。而这三种变换器和高频变压器组合在一起又可以衍生出正激式、反激式等变换器，由正激、反激变换器又可以衍生出推挽、半桥、全桥等变换器。可以说 DC-DC 变换电路拓扑结构多种多样，这就需要我们在实际应用中根据不同的场合选择合适的电路拓扑结构，从而能使电源的性能达到最佳。下面对几种主要的带变压隔离器的 DC-DC 变换电路拓扑做简要介绍。2.2.1 单端正激式变换器如图 2.1 所示，在

6、 Buck 型变换器的开关管和续流二极管之间加入高频变压器就衍生为单端正激式变换器，其中高频变压器起到隔离输入和输出电路的作用。之所以称之为正激变换器，是因为在开关管导通时，能量由输入端传送到输出端。其高频变压器的铁芯只工作在磁化曲线第一象限，而且由于它是正激工作方式，本身不具有磁复位的功能，因此，为了能防止磁累积造成的磁饱和，需要添加磁复位电路。图2.1 单端正激式变换器工作原理：当 Q 导通时，依据 N1 和 N2 的同名端关系，能量由副边绕组传到输出端，当 Q 关断时，一方面电感 L 和续流二极管 VD2 构成回路继续对负载 R 供电，一方面通过 VD1 将磁芯剩余能量传回电源，完成磁复

7、位。正激变换器具有开关管峰值电流小，损耗小，输出纹波电压小等优点。但是由于变压器是单向励磁的，利用率低。多应用于中小功率场合。2.2.2 单端反激式变换器如图 2.2 所示，单端反激式变换器是在 Buck-Boost 变换器的基础上演变而来的。与正激变换器不同的是，在开关管导通时，能量先储存，到开关管关断时，再向输出端提供能量。因此高频变压器不仅起到电气隔离作用，还具有储能作用。反激式变换器的高频变压器为保证在能量不完全传递的情况下磁芯不饱和，必须加入气隙，而且又要满足在二次侧电流不连续，即在能量没有完全传送的条件下稳定输出电压 Vout的要求，也必须增加气隙来调整电感量，而随之带来的缺点就是

8、在开关管关断时会引起电压尖峰，损害开关管，因此必要时要在电路中增加吸收电路。图2.2 单端反激式变换器工作原理：当 Q 导通时，由于 N1 和 N2 的同名端关系，VD1 承受反向电压截止，能量存在原边电感中，当 Q 关断时，N2 极性反转，VD1 导通，向负载 R 供电。同时变压器磁芯也完成磁复位。反激式变换器具有结构简单、成本低、驱动简单、可靠性高、适合多路输出等优点，多应用于 150W 以下的开关电源场合中。2.3 工作模式工作方式选取：反激式开关电源主要有连续工作模式（CCM）和断续工作模式（DCM）两种工作方式。在 PWM 脉冲的作用下开关管导通，输入端电压加在变压器原边，原边绕组存

9、储能量，当开关管关断时，变压器存储的能量开始流向负载，两者的区别就是若在下一个脉冲到来之前，变压器存储的能量释放完毕，那么就是 DCM 模式，反之就是CCM 模式。简单地说 DCM 就是能量完全传递，CCM 就是能量不完全传递。其中 DCM模式的优点是高频变压器较 CCM 模式体积小；且在反向电压出现前二极管电流就降为0，由 di/dt 可知，可以大大降低 EMI，在本设计中采用的是 DCM 模式。2.3.1 DCM模式下相关参数的分析DCM模式下变换器主要波形如图2.3所示。图2.3 DCM模式下主要波形图中，Ton为功率开关管导通结束时刻；Tz为次级电流发生断续时刻；TS为功率开关管关断结

10、束时刻，即工作周期；UIN为初级输入电压；IP为初级电感电流；IS为次级电感电流。功率开关管的最大占空比由最小输入电压和感应电压、功率开关管漏-源导通电压决定，一般u=85265V的宽范围交流输入条件下，感应电压的允许范围为90V150V，当u=110V±15%时，可选感应电压为65V。 由于反激式开关电源中高频变压器起到储能电感的作用，因此高频变压器可以类似于设计电感。因此一次侧电感量LP为 初级电感平均电流为 式中：IPmin为初级最小电流，IPmax为初级峰值电流，由于工作于DCM模式，IPmin=0。 将式(3)代入式(4)，可得初级峰值电流为 初级有效电流为 初级电感线径为

11、 开关管截止时，功率器件承受的峰值电压为 面积乘积法仍为选择磁芯的一种有效方法。其表示磁芯有效截面积与窗口面积的乘积，根据计算的AP值，即可查表找出所需磁芯的型号。不连续模式时，磁芯面积乘积值的计算公式为 式中：KW为窗口利用系数，一般取0.35；J为电流密度，一般取400A/CM2；BM为磁芯最大磁通密度，一般取0.25T；由于交流输入端电压不同，功率开关管占空比不同，一般初级匝数NP可根据工频电压来计算 考虑到次级输出回路超快恢复二极管正向导通压降为0.8V，可得变压器匝数比为 次级匝数NS为 初级平均电流可用输出端负载来表示，则可写为 初级峰值电流为 次级峰值电流取决于初级峰值电流和初、

12、次级的匝数比n，可得 次级有效电流为 高频变压器输出端线径为 功率开关管导通时，变压器初级电压感应到次级，次级二极管截止，二极管承受的峰值电压为 2.3.2 CCM模式下相关参数的分析CCM模式下变换器主要波形如图2.4所示。图2.4 CCM模式下主要波形图中，Ton为功率开关管导通结束时刻；TS为功率开关管关断结束时刻，即工作周期；UIN为初级电压；IP为初级电感电流；IS为次级电感电流。根据磁通平衡定律，MOSFET导通期间磁通增加量等于截止期间磁通减小量，则 则输出电压表达式为 由于反激式开关电源中高频变压器起到储能电感的作用，因此高频变压器可以类似于设计电感。因此一次侧电感量LP为 初

13、级电感平均电流为 式中：IPmin为初级最小电流，IPmax为初级峰值电流。 将式(22)代入式(23)，可得初级峰值电流为 为初级电流脉动系数，取值范围为0和1之间；在连续电流模式时；不连续模式时。初级有效电流为 初级电感线径为 开关管截止时，功率器件承受的峰值电压为 式中，为漏感产生的尖峰脉冲。连续模式时，磁芯面积乘积值的计算公式为 由于输入端交流电压不同，功率开关管占空比不同，一般初级匝数NP可根据工频电压来计算 考虑到超快恢复二极管还有正向导通电压0.8V，可得变压器匝数比为 次级匝数NS为 初级平均电流可用输出端负载来表示，则可写为 初级峰值电流为 次级峰值电流取决于初级峰值电流和初

14、、次级的匝数比n 是次级电流在占空比为时的比例系数。因此，次级有效电流为 高频变压器输出端线径为 （其中J值取经验值J=2-6(A/mm2) )功率开关管导通时，变压器初级电压感应到次级，次级二极管截止，二极管承受的峰值电压为 2.4 系统框架本设计的四路输出大功率开关电源，整体架构如图2.5所示。主要包括输入保护电路、EMI滤波电路、整流电路、输出电路；13V辅助输出的RCD钳位电路、变换器电路、辅助输出电路、反馈电路、控制电路；24V1、24V2、5V、12V输出的RCD钳位电路、变换器电路、辅助输出电路、反馈电路、控制电路。 图2.5 CCM模式下主要波形工作过程：工作过程分析：接入 2

15、20V 交流电 ui；经过保护电路之后；进行 EMI 电磁滤波，滤除电源接入噪声和自身噪声干扰；桥式整流为 310V 左右的直流电压；通过反激式主变换电路进行电压变换，主电路包括高频变压器、RCD钳位电路和功率开关管；经过变压器二次侧变换之后送至后级整流电路进行整流滤波；如输出滤波效果不明显，可增加后级滤波电路；在交流输入电压波动时，为了保证输出稳定，需要进行负反馈调节，从后级输出 Uo端进行采样，采样信号送至控制电路，经过取样、比较、放大等环节产生比率可调的脉冲信号来控制开关管作出相应调整，从而使输出稳定。三 横机专用开关电源电路级设计3.1 主回路本研究所设计的横机专用开关电源主回路电路原

16、理图如图3.1所示，主要包括输入保护电路、降功耗的EMI滤波电路、整流电路、输出电路。接下来将对主电路的各部分的工作原理及关键元器件的参数设计和选取作详细的介绍。图3.1 主回路电路原理图3.11 输入保护电路（1）保险丝稳定运行时，主回路电流由于满载启动时，启动电流一般为2-3I，因此选保险丝为15A。（2） 压敏电阻标称电压：275V(AC)当交流输入电压为220V±10%，常用10D471K（3） 防雷管AC220V电源口过压保护放电管常用 LT-B8G800L。（4） 限流电阻由于继电器未通电时，13V输出部分功率为8W，主回路电流为起动电流为2-3I，选用10W 51R的线

17、绕电阻。3.12 降功耗的EMI滤波电路（1）EMI滤波电路C2 、C3构成共模电容，抑制中频范围内的谐振峰值；共模电感L用来抑制1MHz以下的低频和中频干扰；C1、C4构成串模，R1、R2为泄放电阻，选取2个1M电阻，当交流电源断开时可将C4存的电荷泄放掉。（2）继电器电路选用JQC-3FF 12VDC，工作电压范围为9V-14.4V。当13V生成时，继电器导通，主回路不在经过限流电阻R3。其中，D1（FR107）是在交流输入断电时，13V形成回路，吸收电压余量。3.13 整流电路（1）整流桥反向击穿电压有效值电流平均电流选用KBU 1510，其最大耐压为1000V，最大平均耐流为15A，符

18、合要求。3.14 输出滤波电路（1）滤波电容 交流输入电压为220V情况下的输出电容电压波形如图3.2所示。图3.2 输出电容电压波形通常取脉动电压为5%-10%左右。滤波电容的储能应该大于输入能量 式中， 为整流桥导通时间为3ms。取282V。 可求得： 由于900uF电容体积过大，且滤波效果不如3个并联的300uF电容，因此选用3个300uF铝电解电容。（2）泄放电阻其中R4、R5是交流输入中断时，C8、C9、C10的泄放电阻。选取2个1M/0.25W电阻。3.2 13V辅助输出电路本文所设计的13V辅助输出电路是反激式开端电源，其主要包括高频变压器、钳位电路、反馈电路、控制电路、输出电路

19、等，电路原理图如3.3所示。接下来将对主电路的各部分的工作原理及关键元器件的参数设计和选取作详细的介绍。图3.3 13V辅助输出电路原理图3.21 高频变压器的设计（1）磁芯选择；根据输出功率与磁芯尺寸的关系，磁芯：EE16 磁芯材料：PC40，骨架：EE16PIN：5+5卧式（2）最大占空比由于13V输出电路是轻载电路，因此工作效率较低，假定效率为0.5，工作与DCM模式最大占空比为（3）初级线圈a初级平均电流b初级峰值电流c初级电感d初级有效电流e初级线径取（J=6A/mm2）初级电感线径选用公制螺线线径0.2mm。（4）初次级匝数a初级匝数取UIN为220V交流输入，则D=0.22，一般

20、取BM为0.2T-0.3T。 b次级线圈（5）次级线圈a次级峰值电流b次级有效电流c次级线径取（J=6A/mm2）次级电感线径选用公制螺线线径0.33*2mm。（6）绕制方法绕组序号绕线方向线径（mm）匝数电感起绕脚结束脚N1第1层（最里）0.2451416UH5 4N2第2层0.18*21512N3第3层0.18*2156 79 10 N4第4层0.2454 3采用三明治绕法：通常将一次绕组分成两部分，一半（45匝）绕最里层即，一半(45匝)绕最外层，二次绕组（15匝）夹在中间层，有效减少漏感。 磁屏蔽：将一个簿铜片环绕在变压器外部。3.22 钳位电路设计a无源 RCD 钳位电路分析当功率

21、MOS 管开通时，由于这时变压器单端反激式开关电源研究与设计起到储能的作用，故漏感 L1可一并算入初级电感中，钳位电路中的二极管 D 两端所加的电压反向而关断，这时钳位电路与主电路断开。当功率MOS管关断时，变压器漏感 L1中能量转移到钳位电容 C 中，并消耗在电阻 R 上，这样功率MOS管的关断电压尖峰得到了有效的抑制。b 参数计算定钳位电容的峰值最大电压为 ，其中系数 0.9 是降额使用系数，计算公式为：其中计算漏源间电压的经验公式为：将以上两式综合，得R 上消耗的功率为：L=16uH，取100K。钳位电容的值应取得足够大以保证其在吸收漏感能量时自身的脉动电压足够小，但不能过大，以免降低变

22、压器效率。通常取脉动电压 V 钳位电压的 5 %本设计取最大值为 15%，通过下式来确定，取102。3.23 反馈电路的设计根据S8050的datasheet可知，三极管处于线性发大区时，此时，那么输出电压为13V，Vfb=1V。 3.24 控制电路查看FSQ100数据手册可知。供电电压范围为9V-20V；反馈电压引脚Vfb电压范围为0.5V-2.5V。图中，C710起到储能作用，由数据手册可知，选值为10uF-47uF，这里选为22uF，R705是泄放电阻，当交流输入中断时，泄放时间常熟一般小于1s，R=30K,RC=0.66s。C712为高频滤波电容，R704泄放电阻。3.25 输出电路a

23、滤波电容次级有效电流纹波电流 选用两个220uF/10V电容。由经验公式可得电容的ESR为则由ESR引进的纹波电压另外，加入一高频滤波电容C707，滤除高频噪声。b发光二极管采用发光二极管检测输出。其导通电流为1mA-10mA，配上限流电阻R33(2K)。导通电流为5mA。3.3 24V输出电路本文所设计的24V输出电路是正激式开关电源，主要包括高频变压器、钳位电路、反馈电路、控制电路、输出电路等。接下来将对主电路的各部分的工作原理及关键元器件的参数设计和选取作详细的介绍。3.3.1 高频变压器的设计（1）磁芯选择；根据输出功率与磁芯尺寸的关系，芯：EI40 磁芯，材料：PC40，骨架：EI4

24、0 PIN：7+7卧（2）最大占空比取，（3）初次级线圈a初级线圈初级输入电流为 初级有效电流为初级线圈线径为 初级电感线径选用公制螺线线径0.54*2。 采样电阻一次电感EI型磁芯规格及参数型号A B C D E F H Ae(c) Le(cm) Ve(cm3)ALnH/N2 µe EI1616 5 12.2 2 0.198 3.46 0.67 1100 1575 EI1920 5.2 13.55 2.3 0.24 3.96 0.95 1400 1825 EI2222 12.6 6 6 14.3 10.3 4.5 0.42 3.93 1.63 2400 2255 EI2525.3

25、19 6.5 7 15.3 12.2 2.7 0.41 4.7 1.927 2140 1962 EI2828 18.6 7.5 11 16.5 12.0 3.5 0.86 4.82 4.145 4300 1960 EI3030 19 11 11 21 16 5.5 1.11 5.80 6.44 4750 1984 EI3333 13 23.5 9.7 1.185 6.75 8.00 4450 2030 EI3535 24.5 10 10 24 18 4.6 1.01 6.71 6.80 3950 2100 EI4040 26.8 12 12 27.25 21 7.5 1.48 7.7 11.3

26、 5000 2070 EI5050 34 15 15 33 24.5 9 2.3 9.4 21.6 6300 2070 EI6060 44 16 16 36 28 8.5 2.47 10.9 27.1 6000 2126 为了防止在控制开关K关断瞬间产生反电动势击穿开关器件，在开关电源变压器中增加一个反电动势能量吸收反馈线圈N3绕组，以及增加了一个削反峰二极管D3。N3匝数与N1匝数相同，45匝。另外选择HER208G对反电动势进行限幅，并把限幅能量返回给电源，对电源进行充电。（4）初次级匝数a次级匝数其中， b初级匝数（5）次级线圈取流经扼流圈的电流一般为输出电流的0.06。次级有效电流 次

27、级线径取（J=2A/mm2）次级电感线径选用公制螺线线径0.7*5。（6）绕制方法绕组顺序：从里至外N1、N2，N3，N4线径与匝数： 绕组序号绕线方向线径（mm）匝数电感起绕脚结束脚N1第1层（最里）0.54*4239.16MH1 2 7N2第2层0.7*51313 149 10 11N3第3层0.54*22273 4 N4第4层0.3456 5 采用三明治绕法：通常将一次绕组分成两部分，一半绕最里层即45匝，一半绕最外层，二次绕组夹在中间层，有效减少漏感。 磁屏蔽：将一个簿铜片环绕在变压器外部。3.32 钳位电路设计钳位电路是RCD吸收电路如图3.3所示。图3.4 24V输出RCD电路原理

28、图a RCD 钳位电路分析当功率 MOS 管开通时，由于这时变压器单端反激式开关电源研究与设计起到储能的作用，故漏感 L1可一并算入初级电感中，钳位电路中的二极管 D 两端所加的电压反向而关断，这时钳位电路与主电路断开。当功率MOS管关断时，变压器漏感 L1中能量转移到钳位电容 C 中，并消耗在电阻 R 上，这样功率MOS管的关断电压尖峰得到了有效的抑制。b参数计算钳位电容的峰值最大电压为 ，其中系数 0.9 是降额使用系数，计算公式为：其中计算漏源间电压的经验公式为：将式（2）代入式（1），得R上消耗的功率为：L=16uH；，取100K。钳位电容的值应取得足够大以保证其在吸收漏感能量时自身的

29、脉动电压足够小，但不能过大，以免降低变压器效率。通常取脉动电压V 钳位电压的 5 %-15%本设计取最大值为 15%，通过下式来确定，取102。3.33 反馈电路设计反馈电路设计是配TL431的光耦反馈电路。图3.5 24V输出反馈电路原理图 TL431R端电压为2.5V，要求基准电流范围为250uA-2.5mA。选取Rdowm即R111为1K，反馈电流为2.5mA,符合要求，在设计电路时，为了实现输出电压可调，RUP由一个普通电阻和滑动变阻器组成，RC1为2K可调电阻，R110为8.2K电阻，调动滑动变阻器使得输出维持在24V。图3.6 PC817元件特性图由上图可知，C脚的电流为5mA时，

30、有很好的线性特性，选用PC817B作为光耦，其具有良好的线性特性，电流传输比为130%-260%，那么IF可取值为2mA-3mA。选取R114为6.28K电阻。由于TL431的Ika电流范围为1mA-100mA，选取R313为20K。3.34 控制电路设计采用UC3845B的控制芯片，电路分为软启动电路、电压反馈电路、电流反馈电路、PWM驱动电路、振荡电路、谐波补偿电路。图3.7 24V输出控制电路原理图a软启动电路根据UC3845B典型电路设计，选取C107为104，R103为1M，C107经R103向其充电，D102加快充电速度，D101的作用使得UC3845的C脚电压逐渐升高。b电压反馈

31、电路采用VFB接地，UC3845B的C脚直接接光耦的方式。c电流反馈电路采样初级峰值电流，根据高频变压器设计，选R106为0.15欧姆，经R104、C108的滤波电路给UC3845B的3脚，R104典型值为1K，C108典型值为471。d PWM驱动电路根据IGBT的最大耐压值，耐流值，以及驱动电流，选用2SK3878，其最大耐压值为900V，耐流值为9A，根据datasheet，栅极驱动电阻选为22欧姆。同时，为了确保 MOS 管的可靠关断，在这里加入一个阻值为 5.1K 的下拉电阻 R107。e 振荡电路选用R101为8201，C301为102，振荡频率为209.8kHz。f补偿电路C脚电

32、流补偿：R102取2001，提供补偿电流给C脚。谐波补偿：另外采用单电容补偿方式，对，将芯片内部振荡信号经过电容CA11叠加到峰值电流采样端，实现斜坡补偿。这样一来，既简化了补偿电路又降低了对工作频率的影响。其中CA11+C108C101，选为201。3.35 输出电路设计输出电路是LC滤波电路如图3.8所示。图3.8 24V输出电路原理图a 整流二极管选用ESAD92-02，最大耐流值为20A，最大耐压值为200V，正向导通压降为0.95V。配合典型的RCD吸收电路，R为10/3W,C为102/1KV。b 发光二极管采用发光二极管检测输出。其导通电流为1mA-10mA，配上限流电阻R13(5

33、.1K)，导通电流为4.51mA。c 滤波电路选取正激式开关电源纹波电流为输出电流的0.06Io 选用4个2200uF/35V电容。由经验公式可得电容的ESR 则由ESR引进的纹波电压 另外增加C113滤除高频噪声，又输出电压频率一般为开关频率的0.2，所以容值选择105，通常为和RF1作为泄放电阻，取1K/3W。3.4 12V输出电路本文所设计的12V输出电路是反激式开关电源，主要包括高频变压器、钳位电路、反馈电路、控制电路、输出电路等。接下来将对主电路的各部分的工作原理及关键元器件的参数设计和选取作详细的介绍。3.4.1 高频变压器的设计（1）磁芯选择根据输出功率与磁芯尺寸的关系，磁芯：E

34、ER28磁芯材料：PC40骨架：EER28PIN：6+6卧式。（2）最大占空比取，（3）初级线圈a初级平均电流取b初级峰值电流c初级纹波电流d初级电感e初级有效电流f初级线径取（J=2A/mm2）初级电感线径选用公制螺线线径0.3*3(mm)。（4）初次级匝数a初级匝数取UIN为220V交流输入，则D=0.178，一般取BM为0.2T-0.3T。 b次级匝数（5）次级线圈次级峰值电流次级有效电流次级线径取（J=6A/mm2）次级电感线径选用公制螺线线径0.75*2(mm)（6）绕制方法绕组顺序：从里至外N1、N2，N3线径与匝数： 绕组序号绕线方向线径（mm）匝数电感起绕脚结束脚N1第1层（最

35、里）0.3*321304UH 1 2 3N2第2层0.3*8*2511 128 9N3第3层0.3*31734 5 采用三明治绕法：通常将一次绕组分成两部分，一半绕最里层即21匝，一半绕最外层，二次绕组夹在中间层，有效减少漏感。 磁屏蔽：将一个簿铜片环绕在变压器外部。3.4.2 钳位电路设计钳位电路是RCD吸收电路如图3.9所示。图3.9 12V输出钳位电路原理图A RCD 钳位电路分析当功率 MOS 管开通时，由于这时变压器单端反激式开关电源研究与设计起到储能的作用，故漏感 L1可一并算入初级电感中，钳位电路中的二极管 D 两端所加的电压反向而关断，这时钳位电路与主电路断开。当功率MOS管关

36、断时，变压器漏感 L1中能量转移到钳位电容 C 中，并消耗在电阻 R 上，这样功率MOS管的关断电压尖峰得到了有效的抑制。b 参数计算定钳位电容的峰值最大电压为 ，其中系数 0.9 是降额使用系数，计算公式为：其中计算漏源间电压的经验公式为：将以上2式综合，可得R 上消耗的功率为：L=3uH。B 钳位电容的值应取得足够大以保证其在吸收漏感能量时自身的脉动电压足够小，但不能过大，以免降低变压器效率。通常取脉动电压V 钳位电压的 5 %-15%本设计取最大值为 12%，通过下式来确定，取102。3.4.3 反馈电路设计反馈电路是配TL431的光耦反馈电路如图3.10所示。图3.10 12V输出反馈

37、电路原理图TL431R端电压为2.5V，要求基准电流范围为250uA-2.5mA。选取Rdowm即R311为910R，反馈电流为275uA,符合要求，在设计电路时，为了实现输出电压可调， RUP由一个普通电阻和滑动变阻器组成，RC1为1K可调电阻，R31为3K电阻，调动滑动变阻器使得输出维持在12V。图3.11 PC817元件特性图查看UC3845B的手册可知，C脚的电流为5mA时，有很好的线性特性，选用PC817C作为光耦，其具有良好的线性特性，电流传输比为130%-260%，那么IF可取值为2mA-3mA。选取R314为2K电阻。由于TL431的Ika电流范围为1mA-100mA，选取R3

38、13为5.1K。3.4.4 控制电路设计采用UC3845B的控制芯片，电路分为软启动电路，电压反馈电路，电流反馈电路，PWM驱动电路，振荡电路，如图3.12所示。图3.12 12V输出控制电路原理图a软启动电路根据UC3845B典型电路设计，选取C307为104，R303为1M，C307经R303向其充电，D302加快充电速度，D301的作用使得UC3845的C脚电压逐渐升高。b电压反馈电路采用VFB接地，UC3845B的C脚直接接光耦的方式。c电流反馈电路采样初级峰值电流，根据高频变压器设计，选R306为0.33欧姆，经R304、C308的滤波电路给UC3845B的3脚，R304典型值为1K

39、，C308典型值为471。d PWM驱动电路根据MOSFET的最大耐压值，耐流值，以及驱动电流，选用10N610B，其最大耐压值为650V，耐流值为9.5A，根据datasheet，栅极驱动电阻选为22欧姆。同时，为了确保 MOS 管的可靠关断，在这里加入一个阻值为 5.1K 的下拉电阻 R307。e 振荡电路选用R301为103，C301为102，频率为172kHz。f 补偿电路C脚电流补偿：R302取2001，提供补偿电流给C脚。3.4.5 输出电路设计输出滤波电路包括整流二极管和LC滤波电路如图3.13所示。图3.13 12V输出滤波电路原理图a 整流二极管选用mbr10100f，最大耐

40、流值为10A，最大耐压值为100V，正向导通压降为0.75V。配合典型的RCD吸收电路，R为10/3W,C为102/1KV。b 发光二极管采用发光二极管检测输出。其导通电流为1mA-10mA，配上限流电阻R33(5.1K)，导通电流为2.16mA。c 滤波电路次级有效电流，取KRP2=0.44。纹波电流 选用两个2200uF/10V电容。由经验公式可得电容的 则由ESR引进的纹波电压 故引入LC滤波电路，与前一级组成型滤波器，在高频电路中，电容的忽略，其传递函数为： 若采用电感为4.7uH，两个并联电容1000uF/16V， 另外增加C313滤除高频变压器引起的噪声，又输出电压频率一般为开关频

41、率的0.2倍，所以容值选择105，通常为和RF1作为泄放电阻，取1K/3W。另外增加一个0.1uF电容C314，输出电源滤波。 3.5 5V输出电路本文所设计的5V输出电路是反激式开关电源，主要包括高频变压器、钳位电路、反馈电路、控制电路、输出电路等。接下来将对主电路的各部分的工作原理及关键元器件的参数设计和选取作详细的介绍。3.51 高频变压器设计（1）磁芯选择根据输出功率与磁芯尺寸的关系，磁芯：EER28磁芯材料：PC40骨架：EER28 PIN：6+6卧式。（2）最大占空比取，（3）初级线圈a初级平均电流取b初级峰值电流c初级纹波电流d初级电感e初级峰值电流f初级线径取（J=6A/mm2

42、）初级电感线径选用公制螺线线径0.3*2(mm)。（4）初次级匝数a初级匝数取UIN为220V交流输入，则D=0.178，一般取BM为0.2T-0.3T。b次级匝数 （5）次级匝数a次级峰值电流b次级有效电流c次级线径取（J=6A/mm2）次级电感线径选用公制螺线线径0.75*2(mm)（6）绕制方法绕组顺序：从里至外N1、N2，N3线径与匝数： 绕组序号绕线方向线径（mm）匝数电感起绕脚结束脚N1第1层（最里）0.3*222307UH 1 2 6N2第2层0.75*2411 128 9N3第3层0.3*2226 4 5 采用三明治绕法：通常将一次绕组分成两部分，一半绕最里层即22匝，一半绕最

43、外层，二次绕组夹在中间层，有效减少漏感。 磁屏蔽：将一个簿铜片环绕在变压器外部。 3.52 钳位电路设计钳位电路是RCD吸收电路如图3.14所示。图3.14 5V输出钳位电路原理图a无源 RCD 钳位电路分析当功率 MOS 管开通时，由于这时变压器单端反激式开关电源研究与设计起到储能的作用，故漏感 L1可一并算入初级电感中，钳位电路中的二极管 D 两端所加的电压反向而关断，这时钳位电路与主电路断开。当功率MOS管关断时，变压器漏感 L1中能量转移到钳位电容 C 中，并消耗在电阻 R 上，这样功率MOS管的关断电压尖峰得到了有效的抑制。b参数计算钳位电容的峰值最大电压为 ，其中系数 0.9 是降

44、额使用系数，计算公式为：其中计算漏源间电压的经验公式为：将以上两式综合，得R 上消耗的功率为：L=1.5uH钳位电容的值应取得足够大以保证其在吸收漏感能量时自身的脉动电压足够小，但不能过大，以免降低变压器效率。通常取脉动电压V 钳位电压的 5 %-15%本设计取最大值为 12%，通过下式来确定，取102。3.53 反馈电路设计反馈电路是配TL431的光耦反馈电路如图3.15所示。图3.15 5V输出反馈电路原理图 TL431R端电压为2.5V，要求基准电流范围为250uA-2.5mA。选取Rdowm即R411为5.1K，反馈电流为491uA,符合要求，在设计电路时，为了实现输出电压可调RUP由一个普通电阻和滑动变阻器组成，RC4为1K可调电阻，R410为4.7K电阻，调动滑动变阻器使得输出维持在5V。图3.16 PC817元件特性图查看UC3845B的手册可知，C脚的电流为5mA时，有很好的线性特性，选用PC817C