PFC控制系统的设计

1、PFC控制系统的设计双闭环的控制系统在UPS的实时控制中已经被广泛采用。其双闭环主要包括电压外环和电流内环，通过内环对电流的控制，能够加快电压的响应速度，并且能在电流过大的时候，及时的进行保护和限流。对于PFC控制系统来说，我们不仅需要获得稳定的直流输出电压，还要获得谐波小的电感电流，这就对电压环和电流环的设计提出了更为严格的要求。目前，数字化控制系统中所使用的控制器结构，都是经过模拟控制器演变而来，其传递函数如下：这一控制器实际上是在PI调节器的基础上，增加了一个极点而成的。所以，本文的主要目标就是设计比例增益K，零点a，极点b。多环控制系统设计的基本原则如下：Ø 先设计内环，再设

2、计外环；Ø 外环调节器的输出，为内环的给定；Ø 内环要快于外环，其设计在稳定的基础上，尽可能的满足快速性要求，外环主要满足抗扰性能。1.1 电流环的设计1.1.1 占空比到电感电流的传递函数根据小信号模型，可以得到占空比到电感电流的传递函数如下： （1-1）其中，为BUS稳态电压，为平均占空比，为BOOST电感，为BUS电容，为负载电阻（假设PFC的负载为电阻负载）。以3K/220V为例，=350V，= 220*0.5/350 = 0.3143(220*0.5为输入半波电压有效值?应该为220*0.707)，= 515uH，= 940uF，假设效率=92%，则可以算出等效负

3、载电阻为：93.9 （1-2）其开环幅频特性和相频特性如下图所示：图1-1 占空比到电感电流的传递函数开环频率特性从图1-1中可以看到，其对象的截止频率为rad/s。另外，我们从图中也可以看到，当时，对象与积分环节的特性非常相似。实际上，从式（1-1）可得到，当时，则可将对象等效为：（1-3）其BODE图如下：图1-2 等效传递函数频率特性 从图1-2所可知，当我们设计的系统的截止频率大于3000 rad/s时，我们就可以将看成一个积分环节来处理，从而来研究电流环的动态响应特性。我们在设计PFC电流环时，一般将其截止频率设计到8000rad/s(1.3kHz)附近，一方面是为了满足快速性要求，

4、另一方面，滤除电感电流的高频分量，使电感电流的THDi减小。所以，完全可以将当成积分环节来处理。1.1.2 反馈回路的传递函数另外，还需要计算采样回路的传递函数，以3K为例，采样的衰减比为；滤波电路的传递函数为 (RC滤波)采样回路中，差分电路的传递函数为：所以，整个反馈回路的传递函数为： （1-2）1.1.3 DSP控制延迟从DSP采样到更新占空比是有一定延迟的，在8356的控制中，是在三角波的波峰发出的采样，而在三角波的波谷更新占空比，因此，其延迟时间实际上是半个开关周期，如图所示。图1-3 DSP控制延迟时间利用纯延迟环节，来等效这个延迟。则。利用Pade级数展开可以得到如下的传递函数：

5、（1-3）其阶跃响应曲线和相频特性如下图所示：图1-4 延迟环节的相频特性和响应曲线从图1-4可知，延迟环节的等效传递函数在低频段，对系统的相位延迟与纯延迟环节完全相同，由于在设计PFC控制系统时，我们的截止频率一般都在2kHz左右，所以，我们在控制系统设计中，可以利用式1-3来研究延迟环节的相位滞后特性。1.1.4 电流环调节对象开环传递函数电流环控制结构图：图1-5 电流环控制结构根据图1-5，可以得到电流环调节对象的开环传递函数：（1-4） 根据（1-4）可以得到其开环传递函数的频率特性如下图所示：图1-6 电流环调节对象开环频率特性 图1-5中，所示在低于100000 rad/s时，开

6、环幅频特性呈现积分环节的特性。另外，由于纯延迟环节的存在，使相位出现了很大的延迟，图中，红色部分为加入纯延迟环节后的相频特性，而兰色部分为未加纯延迟环节的相频特性。图1-7 加入纯延迟环节对相频特性的影响我们可以从图1-7看出，系统开环截止频率为6.58e3 rad/s，此时的相位延迟大约为-101度。1.1.5 电流环控制器设计从图1-7中可以看出，受控对象的截止频率为6.58e3 rad/s，大约为1.1kHz左右，而且此时相位滞后比较严重。如果再加控制器中的一个积分环节，系统就变得不稳定了。为了对相位进行补偿，我们必须增加零点或者微分环节。当采用这种结构的控制器时，我们先设计零极点，再设

7、计比例系数。选择电流环的截止频率为1.5kHz（9000 rad/s），若要满足系统的稳定性，必须使相角裕度>0，在这里留一定的余量，选择=30度。从图1-6中，我们可以看到开环系统在1.5kHz时的相角为=-105度左右。所以，加入调节器以后，其相角为。 则45其中，为零、极点对相角的补偿量。为了使系统以-20 dB的斜率穿过零分贝线，则必须使零点小于截止频率，而极点大于截止频率。初选零点为4000 rad/sec，则可以算出在1.5kHz时，零点的补偿相角为62度。?选择极点为22000 rad/sec ,则可以算出在1.5kHz时，极点的滞后相角为-17度。?所以，= 45 ,恰好

8、满足需求。另外，可以选择K=50000，使开环系统的截止频率在1.6kHz附近。所以，调节器的传递函数为：?比例系数会对截止频率产生影响,即相位余量会不一样 （1-5）经过校正以后，系统的开环传递函数的频率特性为：图1-8 校正前后的频率特性（兰色为校正前，红色为校正后）通过以前数字控制的经验，在市电过零时，由于电流给定的变化速度很快，此时，电流环的跟踪特性会变差，这也是由于其电流环的响应速度慢所致，为了进一步加快电流环的响应，我们一般在程序中增加一预测环节： 通过上次的值及本次的采样值，对下一次的值进行预测。本文按照图1-5所示的结构，并利用（1-5）的调节器，对电流环设计进行了初步仿真，其

9、波形如下：图1-8 电流环单位阶跃响应图1-9 加入预测环节时，正弦电流给定时的电流环响应稳态曲线图1-10 未加电流预测环节时的响应曲线 从图1-8可以看出，在阶跃响应下，电流环的响应超调比较严重，但是为了满足其快速响应特性，我们可以通过调节器输出滤波及软起操作来减小超调。从图1-9中可以看出，在正弦电流给定下，电流环能够较好的跟踪给定电流的相位和幅值。而图1-10中，由于未加预测环节，使电流在过零处不能很好的跟踪其给定的变化。其主要原因是在电流过零处，给定的变化较快，电流环的响应速度未跟上其变化的速度。但是加入了预测环节以后，能够加快电流环的响应，从而使电流环在过零点附近能够很好的跟踪其给

10、定的变化。1.2 电压环的设计1.2.1 电感电流到输出电压传递函数根据小信号模型，可知电感电流到输出电压的传递函数为：= （1-6）其中，以3K/220V为例，=350V，= 110/360 = 0.3056，= 515uH，= 940uF，假设效率=92%，则可以算出等效负载电阻为：93.9 （1-7）其幅频特性如下图所示：图1-11 电感电流到输出电压幅频特性 从图1-11可以看出，正实零点对开环系统幅频特性的影响与负实零点相同。同时，我们可以看出，负实零点的频率很高，由于我们在设计电压环的时候，一般都将电压调节器的频率设置的很低。这主要考虑到如下几个原因：Ø 计算电流环给定时

11、，其乘法器在信号的输入频率大于25Hz时，其非线性非常严重；?Ø 为了降低电感电流的THDi，必须使电压调节器的输出尽可能的平滑，这就要求电压调节器的输出截止频率要低，即使加入RP滤波器，一般也在30Hz以下。 基于以上考虑，我们可以看出，由于电压环的截止频率很低，我们完全可以忽略其正实零点对系统幅频特性的影响，将传递函数等效为：（1-8）经过等效以后的频率特性为：图1-12 等效以后的频率特性从1-12可以看出，正零点对系统的相位有延迟作用，但是当频率在小于1000rad/sec时，其滞后作用可以忽略（大概为3度左右）。所以，其开关传递函数完全可以等效为一个带低频极点的惯性环节，如

12、式（1-8）所示。1.2.2 电流环的等效传递函数由于电流环的截止频率很高（大约在1.3KHz左右），相对于电压环来说，电流环就相当于一个跟随器，它实时跟踪电压环的输出。所以，忽略电流环的延迟特性，将整个电流环等效为一个比例环节，其比例系数就是其电流环的反馈系数的倒数：? （1-9）1.2.3 电压反馈通道传递函数电压反馈通道的采样回路有一定的延迟，但是，由于电压环的截止频率很低，所以，完全可以将此延迟忽略，而将电压反馈通道等效为一个比例环节。经过折算，电压反馈通道的比例系数为： （1-10）1.2.4 电压环的延迟在数字化控制中，对于电压环的计算是每隔N个开关周期进行一次，例如Playmob

13、lie程序是每隔12个周期进行一次。由于电压环的输出具有零阶保持作用，这里将此等效为一延迟环节： （1-11）1.2.5 乘法器的传递函数在计算电流环给定中，用到了乘法器，会给系统带来非线性的因素。所以，我们必须将乘法器进行线性化处理。实际上，在乘法器输入频率小于25Hz时，其可以等效为一个比例环节。? （1-12）1.2.7 电压环调节对象开环传递函数根据前面的分析，我们可以得到电压环的开环传递函数为：= （1-11）其开环传递函数的频率特性如下：图1-13 开环传递函数的频率特性如图1-13可知，在未加调节器之前，系统的截止频率为63.4rad/sec（约为10Hz），此时，系统的相角为：。1.2.8 电压环控制器设计采用控制器结构为：由前面的分析可知，在未加入控制器时