高频电路基础第7章 模拟调制与解调

1、第 7 章 模拟调制与解调 2021-5-21高频电路基础 2 概 述 l调制与解调 使高频信号（载波）的某一个或几个参量（幅度、频率、 相位）按照频率较低的信息信号的变化规律改变，称为调 制。调制后的高频信号称为已调波。从已调波中将原来的 信息信号恢复出来称为解调。 l调制与解调的目的 提高信息信号的频率，使它能够通过无线电波传输； 改变信息信号占用的频带，充分利用整个无线电频谱宽度。 2021-5-21高频电路基础 3 l从载波改变的参量区分，可将调制形式分为幅度调制、频 率调制、相位调制以及几种调制形式的混合；从信息信号 和已调波信号的频谱关系区分，可以将调制形式分为线性 频谱变换和非线

2、性频谱变换两种。 l已调波解调时，按照是否需要原来的载波参与非线性运算， 可将解调过程分为相干解调与非相干解调两大类。 l调制与解调过程都是非线性过程，在已调波中具有原来载 波和信息信号所不具有的频率成分。 2021-5-21高频电路基础 4 振幅调制 l振幅调制 l载波的振幅随调制信号幅度的变化而变化 l振幅调制的形式 l普通调幅 am（amplitude modulation） l双边带调幅 dsb am（double side band am） l单边带调幅 ssb am（single side band am） l残留边带调幅 vsb am（vestigial side band am

3、） 2021-5-21高频电路基础 5 普通调幅 am l载波信号 l调制信号 l已调信号 ()cos (1cos)cos (1cos)cos amcac cac c cac vvk vt v vktt v vmtt aa c v mk v cos cos ccc vvt vvt 其中 称为调制系数，ka 称为调制灵敏度 2021-5-21高频电路基础 6 am信号的波形 l正常调制：ma1 l通常 ma30 mincc aa cc vvv mk vv v vam t t vc mavc 2021-5-21高频电路基础 7 am信号的频谱 l单频调制 cc-c+ (1cos)cos cosco

4、scos coscos()cos() 22 amcac ccacc aa cccccc vvmtt vtm vtt mm vtvtvt 2021-5-21高频电路基础 8 am信号的频谱 l频带调制 c 上边带下边带 载频 bw max 2 2 bw 2021-5-21高频电路基础 9 am信号的功率 l载波功率 l边带功率 l总功率 l普通调幅的效率不高 2 (1) 2 a amcsbc m pppp 22 (cos)1 () 22 ccc cc ll vtv pdt rr 2 222 (coscos)1 () () 2 222 acc sbc l aca c l m vtt pdt dt

5、r mvm p r 2021-5-21高频电路基础 10 例 某am发射机的载波发射功率为 9kw，当载波被频率1调制时， 发射功率为10.125kw，试计算调制度m1。如果再加上另一个 频率2的正弦波对它进行40%的调制，试求这两个正弦波同时 进行调制时的总发射功率。 22 22 12 0.50.4 (1)(1)910.845kw 2222 c mm pp 解：频率1调制时， 第二种情况下， 1 和2 之间满足线性叠加关系，所以 2 1 1 (1) 2 10.125 2(1)2(1)0.5 9 csbc c m pppp p m p 2021-5-21高频电路基础 11 双边带调幅 dsb

6、am l抑制载波，只发送上下两个边带信号 l效率提高，带宽不变 coscos cos()cos() 22 dsbacc aa cccc vmt vt mm vtvt c 上边带下边带 bw 2021-5-21高频电路基础 12 dsb am 的波形 t vdsb 包络过零时载波反相包络过零时载波反相 2021-5-21高频电路基础 13 单边带调幅 ssb am l抑制载波，仅发送一个边带（上边带或下边带） l效率提高，带宽减小 cos() 2 a ssbcc m vvt c 上边带下边带 bw 2021-5-21高频电路基础 14 残留边带调幅 vsb am l在dsb中保留部分载频，ssb

7、与dsb的一种折衷 l比较容易解调，能够传送带有直流的信号 2021-5-21高频电路基础 15 不同形式的振幅调制比较 l普通调幅：频谱利用率低、功率利用率低、调制电 路简单、解调电路最简单 l双边带调幅：频谱利用率低、功率利用率较高、调 制与解调电路稍复杂 l单边带调幅：频谱利用率高、功率利用率高、调制 电路较复杂、解调较困难 l残留边带调幅：频谱利用率高、功率利用率高、调 制电路稍复杂、解调电路较简单 2021-5-21高频电路基础 16 振幅调制电路 l低电平调制电路 l利用非线性器件的乘法作用构成调制 l在小信号状态进行调制 l高电平调制电路 l利用丙类谐振功放的调制特性，作基极调制

8、或集电 极调制 l电路简单、输出功率大、效率高 l调制信号需要具有较大的功率 2021-5-21高频电路基础 17 一、高电平调幅 1、基极调制 lvbb 与 v 形成实际的 基极偏压 l晶体管工作在欠压状 态 vc v vbbvcc vam c1 c2c3 ( )cos bbbb vtvvt 普通调幅波的调制电路 2021-5-21高频电路基础 18 +vvbb icic vcc vce vbe 特点： 所需调制功率 相对较小 受调制特性非 线性的影响， 动态范围较小 工作于欠压状 态，效率较低 2021-5-21高频电路基础 19 2、集电极调制 lvcc 与 v 形成 实际的集电极 偏压

9、 l晶体管工作在 临界过压状 态 vc vvbb vcc vam c1c2 ( )cos cccc vtvvt 2021-5-21高频电路基础 20 icic vce +v vcc 特点： 需要的调制 功率较大 工作在临界 过压状态， 效率较高 2021-5-21高频电路基础 21 3、双重调制 l理想的高电平调制状态：效率高、线性好 l影响高电平调制的因素： l工作在过压状态：效率高，但线性差 l工作在欠压状态：线性好，但效率低 l改善措施：双重调制 l基极调制集电极调制 l集电极调制集电极调制 l特点：放大器始终工作在临界弱过压状态 2021-5-21高频电路基础 22 二、低电平调幅 1

10、、am l实现原理 l实现方案 (1cos)cos (1) amcac ca cac vvm vtt vm v vm v v mavvam vc 1 mavvam vc 2021-5-21高频电路基础 23 2、dsb调幅 l实现原理 lvdsb = k v vc l实现方案 kvvdsb vc 2021-5-21高频电路基础 24 例 用mc1496构成的am和dsb调制器 pin10，载波输入 pin1，调制信号输入 调节 carrier null 电位器，可输出普通am（有载波）或dsb （无载波） 2021-5-21高频电路基础 25 am输出信号及其频谱dsb输出信号及其频谱 202

11、1-5-21高频电路基础 26 3、ssb调幅 l实现原理1：滤波法 ldsb电路边带滤波器 l直接滤波难以在高频端实现，所以实际多在较低频 率上实现ssb调制，再通过多次变频与滤波，将载 波频率升上去 osc bpf osc bpf osc bpf + + 2021-5-21高频电路基础 27 l实现原理2：移相法 其中 ， , 称为 v 的 hilbert 变换 cos ac vm vt 1 cos() 2 11 coscossinsin 22 11 cossin 22 ssbacc accacc cc vm vt m vttm vtt vtvt sin ac vm vt 2021-5-2

12、1高频电路基础 28 osc /2 sin t sin t cos t cos t /2 cos t + _ vssb cos t sin t sin t hilbert 变换要求对v 中的所有频率分量移相，对于一般 的模拟信号来说，实现稍复杂 2021-5-21高频电路基础 29 l实现原理3：相移滤波法 osc1 /2 sin1t sin1t sin t sin t cos1t cos1t sin t bpf bpf cos(1- t osc2 sin(1- t /2 cos(1- t sin2t cos2t sin2t sin(1- t cos2t sin(2+1- t 2021-5-2

13、1高频电路基础 30 振幅解调 振 幅 解 调 电 路 l需要与载波同步的参考信号 l有乘积型和叠加型两种结构 l适用于所有振幅解调 包络检波 (非相干解调) l设备简单，无需其他信号 l只适用于普通 am 同步检波 (相干解调) 2021-5-21高频电路基础 31 大信号峰值包络检波电路 l二极管串联型电路 lvi 大于二极管的导通电压（通常要求vi在1v以上） l vi d crl vo max 11 , ll c r cr c 2021-5-21高频电路基础 32 大信号峰值包络检波电路的输出波形 t v 0 2021-5-21高频电路基础 33 大信号峰值包络检波电路工作状态分析 l

14、大信号工作状态 l二极管可以用折线近似 其中gd是二极管的正向电导 , 0 0, 0 ddd d d g vv i v id vd 1 d d g r 2021-5-21高频电路基础 34 流过二极管的电流是导通角为q 的尖顶余弦脉冲，由于 3 时， 很小， 二极管上的损耗很小，大部分高频能量都消耗在rl上 vim vo 2 2 im am i v p r 根据能量守恒定律，忽略二极管上的损耗，pam = po，所以 2 o o l v p r 2 l i r r 2021-5-21高频电路基础 41 大信号峰值包络检波的非线性失真 l惰性失真 产生原因：滤波电容c 的放电速率低于调制信号的下

15、降速 率 t v 0 2021-5-21高频电路基础 42 调制信号的包络为 ( )(1cos) ma v tvmt ( ) sin am v t m vt t 包络的斜率为 电容放电在 t = 0 时有最大斜率，为 0 1 (1cos) l t r c oma l t v evmt tr c 要求不产生惰性失真，即要求 0 ( ) l t r c o t v t v e tt 2021-5-21高频电路基础 43 即 求上式的极值可知，当cos t = -ma时存在极小值，此时有 1 (1cos)sin sin 1 1cos maam l la a vmtm vt r c r cmt mt

16、不产生惰性失真的条件为 2 1 a l a m r c m 2 (max) (max)(max) 1 a l a m r c m 2021-5-21高频电路基础 44 l底部切割失真 发生在采用交流耦 合电容与下级耦合 的检波电路中，输 出波形底部被切割 原因：耦合电容上的 直流压降导致二极 管截止 vi d crlrg cc t v 0 2021-5-21高频电路基础 45 vi d crlrg cc 对于调制信号 而言，c的阻抗很大，可以忽略不计 由于cc要耦合调制信号，所以容量较大，可以认为在调制 信号一个周期内，cc上的电压基本不变，大致等于载波电压 的峰值vm，所以在rl两端的直流电

17、压为 方向为上正下负 l l rm lg r vv rr 2021-5-21高频电路基础 46 由于载波电压的最小值为 vm(1-ma)，若 二极管上的电压反偏，导致二极管截止，输出被切割 所以避免底部切割失真的要求是 即 (1) l mam lg r vmv rr (1) l mam lg r vmv rr / 1 glg l a lglgl rrr r m rrrrr 对于调制信号()的交流电阻与直流电阻之比必须大于调制度 2021-5-21高频电路基础 47 实用的大信号峰值包络检波电路 vi d r1 r2 cc c2 c1 agc r3 c3 vcc 中频放大器部分 agc电路 检波

18、电路部分 2021-5-21高频电路基础 48 小信号平方律检波 id id t t vi vd vi d c rl vdq 平均电流 偏置电压 2021-5-21高频电路基础 49 2 012 22 012 2 02 22 02 2 22 02 . coscos. 11 () 22 1 (1cos) 2 11 (1)2coscos2 222 c dii mcmc ddcm ca a caa iaa va v aavta vt ii dtaa v aa vmt m aa vmmtt 组合频率：（幅度正比于2ma），2（幅度正比于ma2/2） 非线性失真： ，当 ma= 0.3 时，等于7.5%

19、 2 4 a mv v 2021-5-21高频电路基础 50 二极管并联检波 vid c rl + vi 为负时，二极管导通，电容 c 上的电压始终近似于 vi 的峰 值电压。 vi 为正时，二极管截止，电容 c 上的电压与 vi 叠加后加在 rl 上。所以在 rl 上的峰值电压等 于输入电压的2倍。 在输出电压处加接低通滤波器， 可以得到解调输出。 t vi 2021-5-21高频电路基础 51 三极管检波 vcc vo vi ic vo t vbet 2021-5-21高频电路基础 52 同步检波 l同步检波：将已调信号与载波进行非线性运算进行解 调 l同步检波的关键是得到与发送端相同的载

20、波信号 l载波恢复的方法 ldsb am 平方法（平方+锁相环提取） lssb am 1、发送导频信号，接受端用锁相环提取导频 2、直接在接收端产生稳定的本地振荡信号 2021-5-21高频电路基础 53 平方法载波恢复的原理 222 22 22 22 cos()cos cos () cos 1111 cos2()cos2 2222 1111 cos2()cos2cos2()cos2 4444 dsbcc dsbcc cc ccc vvtvt vv vtt v vtt v vtttt 用锁相环（窄带滤波器）滤出2(ct+)成分，再二分频 载频成分交叉乘积成分调制成分 2021-5-21高频电路

21、基础 54 乘积型同步检波 lpfvivo vr dsb信号 coscos cos() coscoscos() 1 coscos()cos() 2 iic rrrr irircrr ircrrcrr vvtt vvt v vvvttt vvttt 低频部分 高频部分 2021-5-21高频电路基础 55 经低通滤波后 1 coscos() 2 oircrr vvvtt 若r = c、r = 0，则正确解调 若rc，则 ，解调信号被 调制 若r0，则 ，检波效率下降 1 coscos 2 oir vvvtt 1 coscos 2 oirr vvvt 2021-5-21高频电路基础 56 ssb信

22、号 cos() , cos() cos()cos() 1 cos()cos() 2 iicrrrr irircrr ircrrcrr vvtvvt v vvvtt vvtt 经低通滤波后 1 cos() 2 oircrr vvvt 若r = c、r = 0，则正确解调 若rc，则 ，解调信号产生频移 若r0，则 ，解调信号产生相移 1 cos() 2 oir vvvt 1 cos() 2 oirr vvvt 2021-5-21高频电路基础 57 叠加型同步检波 包络检波vivo vr dsb信号 由于vdsb + vc = vam，所以通过包络检波可以得到解调信号 2021-5-21高频电路基

23、础 58 ssb信号cos()cos() coscos ( )cos( ) ssbcccc rrrrc rssbmc vvtvtt vvtvt vvvttt 假设r = c 由于包络检波对 于载频的相位不 敏感，所以不考 虑相差，可以用 本地振荡产生参 考信号 vr vc vr+ vssb vssb vr vm (t) t 222 22 ( )(cos)(sin)12()cos() 1 1cos() cos 2 cc mrccr rr cc r rr vv vtvvtvtvt vv vv vtt vv 2021-5-21高频电路基础 59 22 2 1 ( )1cos() cos 2 1 co

24、s(cos) 2 cc mr rr rcc r vv vtvtt vv vvtvt v 在叠加后的幅度中包含 和 2 的成分 ，当 vc vsm， vrmvd(on)。对于频率c ，电容c 的容抗远小于电阻rl；对于频率 ，电容c的容抗远大于电 阻rl。求输出电压表达式。 vs vr vo rl rl c c 2021-5-21高频电路基础 61 解：这是一个用平衡调制解调电路同步解调ssb信号的例子，根 据前面对平衡调制解调电路的分析， 12 2() 2 coscos()cos() . dddsl dssdslsls iig v st g vtg vtt 在这个电路中，大信号是vrmcosc

25、t，小信号是vsmcos(c+)t， l=c，s=c+。由于输出部分电容c的滤波作用，只有低频 部分才能够在电阻rl上产生压降，形成输出电压，所以上式中 只有l-s项才有输出，即 12 12 22 ()cos()cos 2 cos ddoutdslsdsm odldldlsm outout iig vtg vt virirg r vt 2021-5-21高频电路基础 62 角度调制 l调频 fm（frequency modulation） 载波的瞬时频率与调制信号成线性关系 l调相 pm（phase modulation） 载波的瞬时相位与调制信号成线性关系 l记载波为 v = vm cos

26、(t) 瞬时角频率为 (t)，则有 l调频与调相，实际上都有相位的变化，统称调角波 0 ( ) ( ) ( )( )(0) t dt t dt td 2021-5-21高频电路基础 63 调角信号的表示 设调制信号为单频信号 调频 瞬时角频率 (t) 与 v (t) 成线性关系，即 其中 dm = kfv 是载波的最大角频偏 ( )cosvtvt ( )( )cos cos cfcf cm tk vtk vt t d 00 ( )( )cos sin tt cm m c tdd tt d d 2021-5-21高频电路基础 64 其中 为调频指数，表示载波的瞬时相位的 最大偏移量 注意：调幅系

27、数 ma1，而调频指数 mf 经常大于1 例如，fm广播，dfm=75khz，f=15khz，mf =5 ( )cos(sin) cos(sin) m fmmc mcf vtvtt vtmt d mm f f m f dd 2021-5-21高频电路基础 65 调相 瞬时相位 (t) 与 v (t) 成线性关系，即 其中 mp = kpv 为调相指数，表示载波的瞬时相位的最大偏 移量 ( )( ) cos cos cp cp cp ttk vt tk vt tmt ( )cos() cos(cos) pmmcp mcp vtvtk v vtmt 2021-5-21高频电路基础 66 调频波与调

28、相波的比较 fmpm 已调波 调制指数 瞬时频率 瞬时相位 最大频偏 最大相移 cos( ) mcf vtkvd m f f m f d cos( ) mcp vtk vt pp mk v ( ) cf k vt ( ) cp d kvt dt ( ) cf tkvd ( ) cp tk vt max max ( ) f kvt d max max ( ) p dvt k dt d max max ( ) f kvt dt d max max ( ) p k vt d 2021-5-21高频电路基础 67 key lfm 与 pm 互为微积分关系 l若以调制指数 m 代替调频指数 mf 或调相

29、指数 mp， 可以统一表达为 ( )cos(sin) cmc vtvtmt 2021-5-21高频电路基础 68 调角信号的频谱 单频调制 ( )cos(sin) cos(sin)cossin(sin)sin cmc mcc vtvtmt vmttmtt 02 1 cos(sin)( )2( )cos(2) n n mtjmjmnt 21 0 sin(sin)2( )sin(21) n n mtjmnt 其中 2 0 ( 1) 2 ( ) !()! nm n n n m jm m nm 为以m为宗量的第一类贝塞尔函数 2021-5-21高频电路基础 69 05101520 1 0.5 0 0.

30、5 1 m j0 j1 j2 j3 j4 j5 贝塞尔函数贝塞尔函数 2021-5-21高频电路基础 70 前几个贝塞尔函数的值 m=0.5m=1m=2m=5m=10 j00.940.770.22-0.18-0.25 j10.240.440.58-0.330.04 j20.030.110.350.050.25 j30.020.130.360.06 j40.030.39-0.22 j50.26-0.23 j60.13-0.01 j70.050.22 j90.020.32 2021-5-21高频电路基础 71 02 1 21 0 ( )( )2( )cos(2)cos 2( )sin(21)sin

31、 cmnc n mnc n vtvjmjmntt vjmntt 1 1 coscoscos()cos() 2 1 sinsincos()cos() 2 ( )( 1)( ) n n jmjm ( )( )cos() cmnc n vtvjmnt 根据 2021-5-21高频电路基础 72 调角信号的特征 l具有无穷多个边频分量，分布在c两侧 l由于第一类贝塞尔函数的性质 ，上下 边频振幅相等，n为偶数时相位相同，n为奇数时相位相反 l由于第一类贝塞尔函数的性质 ，调制指数m 的改变引起边频功率分配的改变，总功率不变。已调波的 总功率恒等于载波功率 1( ) ( 1)( ) n n jmjm 2

32、 ( )1 n n jm 2021-5-21高频电路基础 73 单频调制的带宽 l无穷多分量，实际计算时忽略幅度小的边频分量 l当m 1的边频有 jn0 ，所以只取一对边频 bw 2f l当m110时，若考虑包含1015载频幅度以上边频信 号（相当于考虑载波能量的9899），则 bw 2(m+1)f l当m 10时 bw 2mf 2021-5-21高频电路基础 74 频带调制的带宽 l调频信号 由于 即 ，当f 增加时，mf下降， 而 所以在频带调制时， bw 的增加不大，具有恒定带宽特性 l调相信号 由于mp=kpv，与f 无关。当f 增加时，mp保持不变， 所以在频带调制时，带宽 bw 与

33、调制频率 f 成正比 , 2 ff ff k vk v mm f 2(1)2(), 110 22, 10 fmf fmf mfffm bw m ffm d d 2021-5-21高频电路基础 75 c c+1 c+2 c c+1 c+2 调频波的频谱 调相波的频谱 2021-5-21高频电路基础 76 实际生活中的调频信号 lfm广播，88108mhz l单声道：最大调制频率fmax=15khz l最大频偏dfm=75khz lbw =2(75+15) = 180khz l立体声：最大调制频率fmax=53khz l最大频偏dfm=67.5khz lbw =2(67.5+53) = 241kh

34、z l电视伴音 l最大调制频率fmax=15khz l最大频偏dfm=50khz lbw2(50+15) =130khz 2021-5-21高频电路基础 77 调频信号产生原理与电路 l直接调频 l变容二极管直接调频 l电抗管直接调频 l张弛振荡器直接调频 l锁相环调频 l间接调频 调相电路调相电路 积分电路积分电路 vc v vfm 压控振荡器调频 2021-5-21高频电路基础 78 变容二极管直接调频电路 l、c1、c2 构成电容三点式振荡电路 c3、d 与c1、c2 并联 变容二极管上叠加有直流偏置电压vdq与调制信号电压v l c1 c3 c2 d v vcc 2021-5-21高频

35、电路基础 79 l c1 c3 c2d +vvdq 00 cos (1cos) (1)(1) jjjq j dqdq dd ccc c vvvvt mt vv 0 () j jq dqd d c c vv v dqd v m vv 其中 ，称为结电容调制度 2021-5-21高频电路基础 80 12 12 j c c c cc 2 11 ( )(1cos) (1cos) c jjq tmt lclc mt 假定c3很大，又有 ， 则 上式称为变容二极管的调制特性方程 其中 ，是处于静态工作点时的振荡频率 1 c jq lc 当 = 2 时，获得线性调制 2021-5-21高频电路基础 81 实

36、际的变容二极管直接调频电路 l变容二极管部分接入 当 c3 较小，与 cj 相比不可忽略时，有 3 12 123 3 12 123 (1cos) 11 ( ) (1cos) () (1cos) j j jjq jq jq c c c c c cccc ccmt t lc c cmt c c l ccccmt 2021-5-21高频电路基础 82 变容二极管部分接入的lc谐振回路的频率以及频率变化率与 调制电压的关系： 0.400.400.4 =3 =2 =3 v /(vdq+vd)v /(vdq+vd) f / f0 0.9 1.1 1 0 0.1 0.3 0.2 d(f /f0) dv /(

37、vdq+vd) =0.5 =0.5 =1 =2 =1 0.4 123 () jq cccc 2021-5-21高频电路基础 83 l变容二极管背靠背连接 对于高频载波来说，d1d2反向串联，所以由于高频载波电 压造成的电容变化相互抵消，可以减轻寄生调制效应 l c1 c3 c2 +v vdq d1 d2 2021-5-21高频电路基础 84 10p 33p 15p v 12v 15p 1k1n 4.3k 10k 1n1n20 1.2 1n vfm 10k 2k 12 10k 1 实际电路例子 2021-5-21高频电路基础 85 l石英晶体与变容二极管联合使用 l石英晶体等效成一个电感 l频率

38、稳定性很好 l频偏很小（ df iz，z1z2 时 22 121 1 2 cz cmm m iii zz igvgv zzz vz z ig z 2021-5-21高频电路基础 89 l由电抗管构成电抗元件 12 12 12 12 11 , , 1 , , , , , , m m m m zzrz j cj g rc j rc zrzz j cg j l zj lzrz g r r zrzj lz j g l 电容 电感 电感 电容 2021-5-21高频电路基础 90 vcc v 实际电路的例子 变压器反馈振荡电路 电抗管 2021-5-21高频电路基础 91 张弛振荡器直接调频电路 l非正

39、弦振荡器 l三角波、方波 l一般需要通过滤波器取出基频后输出 l频偏较大 l线性好 l电路便于集成 l单独使用时频率稳定度不高，一般都组成锁相环应 用 锁相环调频电路 l载频用石英晶体振荡器，稳定可靠 l采用压控多谐振荡器，频偏大，线性好 l锁相环工作在载波跟踪状态 l最大频偏受压控振荡器频率范围以及鉴相器鉴相范围限制 2021-5-21高频电路基础 92 调制信号 已调信号 载波信号 2021-5-21高频电路基础 93 调相电路与间接调频电路 l调相电路 l矢量合成法调相 l可变移相法调相 l可变延时法调相 l间接调频电路：调制信号积分后，对载频进行调相 l载波振荡器与调制信号分开，c不受

40、调制信号影响，精度 高、稳定性好 l最大频偏比较小，只能产生窄带 fm 信号 l要得到宽带 fm 信号，需要在后级采用倍频和混频等措施 2021-5-21高频电路基础 94 可变移相法调相电路（直接调相） 载频振荡器 =f (v vmcosct vpm v 实际电路 原理 2021-5-21高频电路基础 95 利用lc回路失谐时的相位变化实现调相 谐振时相移为0 失谐时产生相移 2021-5-21高频电路基础 96 当c cj 时，lc回路的谐振频率可表述为 22 0 11 ( )(1cos)(1cos) c jjq tmtmt lclc 0( ) (1cos) 2 cc tmt d 当结电容

41、调制度 m 1 时 lc回路失谐时的相移可表述为 0 2 arctanarctan()arctan(cos)qq mt d 当 /6 时，tan，所以 cosq mt qd v m vv 2021-5-21高频电路基础 97 可变移相法的特点： 由于移相依靠lc回路的谐振特性实现，所以要获得 与调制 信号成正比（即线性调相）的特性，必须满足相移幅度小于 /6即30度的限制。 2021-5-21高频电路基础 98 矢量合成法调相电路 cos(cos) coscos(cos)sinsin(cos) pmmcp mcpmcp vvtmt vtmtvtmt 调相信号的表示： cos(cos)1 sin

42、(cos)cos p pp mt mtmt 当窄带调相时，mp很小 (mp c，2 1，m 很小，则 1 1 1 v i j l 次级感应电势为 211 1 m ej miv l 2021-5-21高频电路基础 114 21 2 1 2222 22 2211 2211 22 2 11 () 1111 1 1 () evm i l rj lrjl j cc mm vijvjqv j ccllj rjl c 02 22 20 112 , qq c rc r d 其中 频率特性 2 11 1 () 1 vm h jjq vlj 显然，双谐振移相网络的相频特性与单谐振电路一致： 1、输出电压与输入电压

43、之间存在 /2 的固定相移 2、当d 较小时，附加相移 d 与瞬时频偏成正比 2 ( )( ) c q ttdd 2021-5-21高频电路基础 115 正交鉴频器 lpf v1 v2 vo 移相 k 调频信号v1经过移相网络成为调相信号v2，两个信号相互 正交且有正比与输入频偏的附加相移 采用乘积型鉴相器检出附加相移，实现鉴频 常用于集成电路 2021-5-21高频电路基础 116 例 正交鉴频器，载波频率为10.7mhz，最大频偏dfm=75khz。 若要求非线性误差不大于2%，试讨论满足线性鉴频条件时对于 频-相变换网络的q值要求以及鉴频跨导。 乘法器 低通 滤波器 vo c2 c1 l

44、 vfm 2021-5-21高频电路基础 117 q 18.5能够满足线性鉴频条件 解：频相变换网络的非线性误差为 0 2q d d 0 2 12 q d 6 00 3 10.7 10 0.130.1318.5 2475 10 m f q f dd arctan() | dd d 要求误差小于2，可得d /12 频-相变换网络的相移 2021-5-21高频电路基础 118 0 o d ff dv g df 0 2q d d 1212 0 1 2 o f vvkvvkvv q f d dd 12 0 o d vkvv q g ff d d 鉴频跨导也称鉴频灵敏度，是指输入调频信号的单位频偏所 产

45、生的鉴频输出电压，即 其中v1v2是进入 乘法器的两个信号 电压幅度，k是乘 法器的增益系数。 代入前面的结果，有 6 12 (1.7 10 ) o d v gkvv f d d 2021-5-21高频电路基础 119 l叠加型鉴相器 包络检波 v1 v2 vo v1 v2 vo d 1122 1 22 12 2 1212 22 12 22 12 12 22 12 cos, sin() 2 (1sin) (1sin) cc o vvtvvt vv vvvvv vv vv vv vv d d d 叠加型鉴相器的输出幅度中含有正弦鉴相成分。当 d /12 时，可以近似为线性鉴相特性 2021-5-

46、21高频电路基础 120 平衡叠加型鉴相电路 22 12 12 22 12 22 12 12 22 12 12 22 12 (1sin), (1sin) 2 sin o vv vvv vv vv vvv vv vv vvv vv d d d 正弦鉴相特性。当 d /6 时，近似 为线性鉴相特性 其中 是包络 检波器的效率 2021-5-21高频电路基础 121 平衡叠加型鉴相电路的矢量关系 2021-5-21高频电路基础 122 互感耦合的叠加型相位鉴频器 双谐振回路移相网络 注意v1与v2正交 包络检波 1212 2222 1212 222 sin c vvvvq v vvvv dd 202

47、1-5-21高频电路基础 123 电容耦合的叠加型相位鉴频器 c2 v d2 d1 vcc c5 c3 c4 c1l1l2 r1 r3 r2 v1 v2 v+ + - v + - 单谐振回路移相网络 注意v1与v2正交 包络检波 2021-5-21高频电路基础 124 比例鉴频器 双谐振回路移相网络包络检波 v2 t1 c01 v2 c02 v1 v t2 d2 d1 + - + - c1 c2 r1 r2 c3 vcc l1-1 l1-2 v+ + - v + - vfm 2021-5-21高频电路基础 125 22 12 112 22 12 22 12 212 22 12 22 31212

48、 12 2321 22 12 (1sin) (1sin) 2 111 ()(|)sin 222 c c ccc cccc vv vvvv vv vv vvvv vv vvvvv vv vvvvvvv vv d d d 由于c3较大，vc3基本不变，此即v1与v2基本不变，所以比例 鉴频器具有自限幅功能 1212 2222 1212 2 c vvvvq v vvvv dd 当相移较小时 2021-5-21高频电路基础 126 脉冲计数式鉴频电路 过零检测低通滤波脉冲成形 v v2 vfm t t v2 vfm v 锁相环鉴频电路 l锁相环的闭环带宽大于调制信号频率 l输入调频信号的最大频偏引起的

49、输入鉴相器信号的相位差 小于鉴相器的线性鉴相范围 l满足上述条件后，锁定状态下压控振荡器的控制电压跟随 调制信号变化 l工作稳定可靠，便于集成 2021-5-21高频电路基础 127 2021-5-21高频电路基础 128 锁相鉴频的数学模型 l结构 l数学模型 pdlf vco vfmv kd sin kf (p) ko /p qiv qo vc 2021-5-21高频电路基础 129 cossin ( )sin ( )cos m fmmc m i im vvtt tt ptt d d q qd sin()( ) ( )( ) 1sin()( )/ sin()( )/ 1 ( ) 1sin(

50、)( )/ cos def ci defo defo i defoo m o kkp vtt kkpkp kkpkp pt kkpkp k t k q q q q q q d 当输入信号调制频率 远小于锁相环闭环自然频率 n 时， 1，此时 vc(t) 就是解调输出 锁相环闭环 传递函数 调制信号 例 用集成锁相环设计fm解调器 用 ne564 设计 fm解调电路，输入信号幅度大于200mv， 载频 f0 = 1.20mhz，调制频率 20hz20khz 可变，最大频偏 100khz。 ne564 本身带有缓冲输出，但是需要在输出接一个低通滤 波器以滤除毛刺。实际电路如下： 2021-5-21高频电路基础 130 环路滤波器