第3章 带隔离的直流变流电路【高等教学】

1、第3章 带隔离的直流变流电路,3.1 正激电路Forward 3.2 反激电路 3.3 半桥电路 3.4 全桥电路 3.5 推挽电路 3.6 全波整流和全桥整流,1,行业学习,在实际应用中，开关电源的输出与输入之间往往需要电的隔离。 电隔离一般通过高频隔离变压器实现。隔离变压器采用的铁芯一般具有非线性特性。下图给出了典型的变压器铁芯特性，其中Bs为铁芯允许最大磁通密度，超过此值铁芯将饱和；Br为剩余磁通密度,2,行业学习,隔离变压器的铁芯：励磁方式,单向励磁 双向励磁,单向脉动磁通,双向交变磁通,反激型换流器 正激型换流器,推挽式换流器 半桥换流器 全桥换流器,3,行业学习,隔离变压器的铁芯：

2、铁芯损耗,4,行业学习,隔离变压器的铁芯：磁通密度振幅,5,行业学习,隔离变压器的铁芯：磁通密度振幅,6,行业学习,隔离变压器的铁芯：设计原则,若 Bm 大，则 Ac 可减小 开关频率大于100 kHz时，允许的磁通振幅应适当减小，以限制铁损 单向励磁时，应选用低 Br 铁芯,7,行业学习,隔离变压器的铁芯：磁滞回线与温度,8,行业学习,隔离变压器的铁芯：磁通密度、开关频率与损耗,9,行业学习,典型的两种磁芯磁滞特性曲线,铁氧体、铁粉磁芯和非晶合金磁芯,无气隙的晶粒取向镍铁合金铁芯,10,行业学习,对于剩余磁感应强度Br较小的铁芯，一般使用转移损耗法。 转移损耗法有线路简单、可靠性高的特点。

3、对于剩余磁感应强度Br较高的铁芯，一般使用强迫复位法。强迫复位法线路较为复杂,11,行业学习,单端变换器 变压器磁通仅在单方向变化 正激变换器 开关管导通时电源将能量直接传送给负载 正激变换器特点输出功率50-200W较大,12,行业学习,由于图中变压器原边通过单向脉动电流，因此变压器铁芯极易饱和，为此主电路中须考虑变压器铁芯磁场防饱和措施，即应如何使变压器铁芯磁场周期性地复位。 另外，此时开关器件位置可稍作变动，使其发射极与电源Us相连，便于设计控制电路。 铁芯磁场复位方案很多，常见的有磁场能量消耗法、磁场能量转移法等,13,行业学习,14,行业学习,3.1 正激电路,图 3-1 正激电路的

4、原理图,图 3-2 正激电路的理想化波形,开关S开通后，变压器绕组W1两端的电压为上正下负，与其耦合的W2绕组两端的电压也是上正下负。因此VD1处于通态，VD2为断态，电感L的电流逐渐增长； Ton=DTs期间,1）正激电路(Forward)的工作过程,15,行业学习,3.1 正激电路,S关断后，电感L通过VD2续流，VD1关断。变压器的励磁电流经N3绕组和VD3流回电源， Toff = (1-D)Ts期间 S关断后承受的电压为,1）正激电路(Forward)的工作过程,16,行业学习,输出电压U2与Ui的关系 N2向右看相当于BUCK电路 改变D可以改变U0,17,行业学习,3.1 正激电路

5、,输出电压,输出滤波电感电流连续的情况下,输出电感电流不连续时,2）变压器的磁心复位,变压器的磁心复位时间为,为什么D不能大于0.5,18,行业学习,隔离型Buck变换器单端正激变换器,单端变换器变压器磁通仅在单方向变化 正激变换器开关管导通时电源将能量直接传送给负载,b) 单端正激DC/DC变换器,O,F,19,行业学习,隔离型Buck变换器单端正激变换器,N2、D2导电 N3、D1、D3截止,T导通,Ton=DTs期间,20,行业学习,隔离型Buck变换器单端正激变换器,D2截止； i3将 N3感应电势经D3反送至电源，i3减小到零; iL 经D1续流,T截止,Toff = (1-D)Ts

6、期间,21,行业学习,与升降压变换器相比较可知，反激变换器用变压器代替了升降压变换器中的储能电感。 因此，这里的变压器除了起输入电隔离作用外，还起储能电感的作用,3.2 反激电路 Flyback,22,行业学习,3.2 反激电路 Flyback,1）工作过程,图 3-5 反激电路的理想化波形,图 3-4 反激电路原理图,S开通后，VD处于断态，W1绕组的电流线性增长，电感储能增加； S关断后，W1绕组的电流被切断，变压器中的磁场能量通过W2绕组和VD向输出端释放,23,行业学习,电路工作原理是： 开关管导通时，由于D承受反向电压，变压器副边相当于开路，此时变压器原边相当于一个电感。电源Us向变

7、压器原边输送能量，并以磁场形式贮存起来。 当开关管截止时，线路中磁场储能不能突变，就会在变压器副边产生上正下负的感应电势，该感应电势使D承受正向电 压而导通，从而磁场储能转移到负载上,3.2 反激电路 Flyback,24,行业学习,3.2 反激电路,2）反激电路的工作模式,电流连续模式： 当S开通时，W2绕组中的电流尚未下降到零。 输出电压关系,图 3-5 反激电路的理想化波形,图 3- 4 反激电路原理图,25,行业学习,26,行业学习,3.2 反激电路,2）反激电路的工作模式,电流断续模式： S开通前，W2绕组中的电流已经下降到零。 输出电压高于上式的计算值，并随负载减小而升高，在负载为

8、零的极限情况下， 因此反激电路不应工作于负载开路状态,图 3- 6 反激电路的理想化波形,图 3- 4 反激电路原理图,27,行业学习,3.2 反激Flyback电路,反激式变压器开关电源的工作原理图 图a中，Ui是开关电源的输入电压，T是开关变压器，K是控制开关，C是储能滤波电容，R是负载电阻,28,行业学习,反激式变压器开关电源的工作过程,在Ton期间，Ui对N1绕组加电，N1绕组有电流i1流过，在N1两端产生自感电动势e1的同时，在变压器次级线圈N2绕组的两端也同时产生感应电动势e2 。 由于D的作用，没有产生回路电流。相当于变压器次级线圈开路，变压器次级线圈相当于一个电感。 因此，流过

9、变压器初级线圈N1绕组的电流就是变压器的励磁电流，变压器初级线圈N1绕组两端产生自感电动势可由下式表示,29,行业学习,对上式进行积分，由此可求得,30,行业学习,当开关电源工作于输出临界连续电流状态时，i1(0)正好等于0。而(0)正好等于剩磁通SBr。当控制开关K将要关断，且开关电源工作于输出电流临界连续状态时，i1和均达到最大值,31,行业学习,当控制开关K由接通突然转为关断瞬间，流过变压器初级线圈的电流i1突然为0，这意味着变压器铁心中的磁通也要产生突变。 这是不可能的。 如果变压器铁心中的磁通产生突变，变压器初、次级线圈回路就会产生无限高的反电动势，反电动势又会产生无限大的电流，而电

10、流又会抵制磁通的变化。 因此，变压器铁心中的磁通变化最终还是要受到变压器初、次级线圈中的电流来约束的,32,行业学习,因此，在控制开关K关断的Toff期间，变压器铁心中的磁通主要由变压器次级线圈回路中的电流来决定，即,由于反激式变压器开关电源的变压器次级线圈N2绕组的输出电压都经过整流滤波，而滤波电容与负载电阻的时间常数非常大，因此，整流滤波输出电压Uo基本就等于uo的幅值Up,33,行业学习,同理，对上式进行积分，由此可求得,34,行业学习,实际上，i2(0)正好等于控制开关刚断开瞬间流过变压器初级线圈N1绕组的电流被折算到次级绕组回路的电流，即：i2(0) = i1min ； 而 (0)正

11、好等于控制开关刚断开瞬间变压器铁心中的磁通，即：(0) = SBm 。 当控制开关K将要关断时，i2和均达到最小值,35,行业学习,36,行业学习,37,行业学习,关于单端反激变换器的小结,在负载为零的极端情况下，由于开关导通时储存在变压器电感中的磁能无处消耗，故输出电压将越来越高，损坏电路元件，所以反激式变换器不能在空载下工作。 不需要专门的去磁绕组，电路简单。 依靠变压器绕组电感在开关阻断时释放存储的能量而对负载供电，磁通也只在单方向变化。 通常仅用于100-200W以下的小容量DC/DC变换（如控制系统所需的辅助电源,38,行业学习,为了不致于出现磁路饱和每个开关周期工作磁通都能复位，因

12、此： (1)单端反激式变换器开关变压器的铁芯都带有气隙，这样由于气隙的导磁率0是一个常数，使得磁回路中磁通与激磁安匝呈线性关系 (2)一次绕组电流实现脉冲限流控制。 即使具有气隙，但由于电网电压的波动、负载的波动、和控制回路受干扰等，仍然存在出现磁路饱和或IPmin很大的可能，为了保护开关元件，必须采用脉冲限流控制,39,行业学习,脉冲限流控制： 当开关管导通时，检测开关管中的电流，当电流达到某一限定值时就闭锁开关管的驱动脉冲，限制导通的脉冲宽度ton。 调制回路振荡器的脉冲后沿又将PWM触发器复位，解除闭锁，下一个振荡周期的脉冲前沿一到， PWM触发器又被置位，驱动开关管又导通，如果磁路饱和

13、，ip上升，很快就达到了限流值，又闭锁开关管的驱动脉冲。 这样周而复始，一个脉冲一个脉冲的限流叫脉冲限流控制,40,行业学习,3.3 半桥电路,S1与S2交替导通，使变压器一次侧形成幅值为Ui/2的交流电压。改变开关的占空比，就可以改变二次侧整流电压Ud的平均值，也就改变了输出电压Uo,1）工作过程,图 3- 7 半桥电路原理图,图 3- 8 半桥电路的理想化波形,41,行业学习,3.3 半桥电路,S1导通时，二极管VD1处于通态， S2导通时，二极管VD2处于通态; 当两个开关都关断时，变压器绕组N1中的电流为零，VD1和VD2都处于通态，各分担一半的电流。 S1或S2导通时电感L的电流逐渐

14、上升，两个开关都关断时，电感L的电流逐渐下降。 S1和S2断态时承受的峰值电压均为Ui,1）工作过程,图 3- 8 半桥电路的理想化波形,42,行业学习,如果变压器有漏感和激磁电感，则Sl截止时、S2导通续流。 当不计漏抗，在Sl截止时，二次侧VD1、 VD2同时导通，实现去磁回路的作用,43,行业学习,3.3 半桥电路,由于电容的隔直作用，半桥电路对由于两个开关导通时间不对称而造成的变压器一次侧电压的直流分量有自动平衡作用，因此不容易发生变压器的偏磁和直流磁饱和,44,行业学习,a）串联电容前交流电压，斜格面积表示A1、A2的伏秒值不平衡波形 （b）串联电容、变压器原边的伏秒值得到了平衡图

15、变压器原边串联电容后的工作波形,45,行业学习,3.3 半桥电路,2）数量关系,图 3- 8 半桥电路的理想化波形,当滤波电感L的电流连续时： 如果输出电感电流不连续，输出电压U0将高于上式的计算值，并随负载减小而升高。 在负载为零的极限情况下,46,行业学习,3.4 全桥电路,全桥电路中，互为对角的两个开关同时导通，同一侧半桥上下两开关交替导通，使变压器一次侧形成幅值为Ui的交流电压，改变占空比就可以改变输出电压,1）工作过程,图 3- 9 全桥电路原理图,图 3- 10 全桥电路的理想化波形,47,行业学习,3.4 全桥电路,当S1与S4开通后，VD1和VD4处于通态，电感L的电流逐渐上升

16、； S2与S3开通后，二极管VD2和VD3处于通态，电感L的电流也上升。 当4个开关都关断时，4个二极管都处于通态，各分担一半的电感电流，电感L的电流逐渐下降。S1和S2断态时承受的峰值电压均为Ui,1）工作过程,图 3- 10 全桥电路的理想化波形,48,行业学习,3.4 全桥电路,如果S1、S4与S2、S3的导通时间不对称，则交流电压uT中将含有直流分量，会在变压器一次侧产生很大的直流分量，造成磁路饱和。 因此全桥电路应注意避免电压直流分量的产生，也可在一次侧回路串联一个电容，以阻断直流电流,49,行业学习,3.4 全桥电路,2）数量关系,滤波电感电流连续时： 输出电感电流断续时，输出电压

17、Uo将高于上式的计算值，并随负载减小而升高。 在负载为零的极限情况下,50,行业学习,3.5 推挽电路,图 3- 11 推挽电路原理图,图 3- 12 推挽电路的理想化波形,推挽电路中两个开关S1和S2交替导通，在绕组N1和N,1两端分别形成相位相反的交流电压。 S1导通时，二极管VD1处于通态，电感L的电流逐渐上升。 S2导通时，二极管VD2处于通态，电感L电流也逐渐上升,1）工作过程,51,行业学习,3.5 推挽电路,图 3- 11 推挽电路原理图,图 3- 12 推挽电路的理想化波形,当两个开关都关断时，VD1和VD2都处于通态，各分担一半的电流。S1和S2断态时承受的峰值电压均为2倍U

18、i。 S1和S2同时导通，相当于变压器一次侧绕组短路，因此应避免两个开关同时导通,1）工作过程,52,行业学习,3.5 推挽电路,2）数量关系,滤波电感L电流连续时： 输出电感电流不连续时，输出电压Uo将高于上式的计算值，并随负载减小而升高。 在负载为零的极限情况下,53,行业学习,推挽型变换器其变压器的利用率高，且次级侧频率增加为正激变换器的2倍，故电抗器可以做得很小。 推挽型与单管型变换器相比，元件数要多，但与两台单管型变换器相比，元件数少而且经济，因此往往被用在超过单管型领域的容量范围中。 推挽型变换器电路的不足之处在于使用晶体管的电压为变换器输入电压的2倍，由于承受高电压、大电流的晶体管尚不普及，限制了在大功率变换器中的推广使用,54,行业学习,3.5 推挽电路,表 3-1 各种不同的间接直流变流电路的比较,55,行业学习,图 3- 13 全波整流电路和全桥整流电路原理图,3.6 全波整流和全桥整流,双端电路中常用的整流电路形式为全波整流电路和全桥整流电路,56,行业学习,3.6 全波整流和全桥整流,a）全波整流电路,图 3- 13 全波整流电路和全桥整流电路原理图,57,行业学习,3.6 全波整流和全桥整