直接扩频通信系统抗干扰分析与仿真.doc

目录 摘要1第一章 绪论1第二章 扩展频谱基本原理2第三章 直接序列扩频基本模型5第四章 MATLAB对直接扩频系统的仿真104.1.PN码产生模块104.2.数据产生模块114.3扩频解扩模块124.4调制与解调模块144.5相关模块154.6. 计算误码率模块16第五章 扩频系统抗干扰的研究175.1白噪声干扰及其理论说明175.2扫频干扰的仿真245.3多频干扰355.4单频干扰40 摘要 1摘要 本文首先从香农定理分析，得到了无误差传输系统中信噪比和带宽是可以互换的。接着介绍了扩频通信的几种方式，并把讨论的重点放在了直接序列扩频系统，还介绍了用QPSK调制方式对扩频信号进行调制。本文用MATLAB对直接序列扩频系统进行了仿真，文中对所仿真的各个模块进行了叙述。在对直接序列扩频系统进行分析时，用了不同形式的干扰测试了系统性能，这些方式中重点分析了白噪声干扰和扫频干扰。并从仿真数据和理论上证实，直扩系统不能对白噪声干扰进行有效的抵抗。在扫频干扰时，分别从连续扫频干扰方式和间断扫频干扰方式两个方面进行了分析仿真，并得出，对于一些扩频码，扫频干扰强于白噪声干扰，提出了以基带为干扰带宽的间断干扰方式的一种干扰形式，这种干扰形式的干扰效果强于其它干扰。最后还做了多频干扰，单频干扰。 本文的关键词： 直接序列扩频 白噪声干扰 扫频干扰 多频干扰 Abstract 2AbstractAccording to Shanon Theory, we got the inclusion that SNR and bandwidth can be offset mutually in the inerrant channel. signal should be widen. Then the conception of spread spectrum was produced. Some spread spectrum modes were introduced and the key point was put on the direct spread spectrum system. Modulating the spread spectrum signal using QPSK mode. Simulating the direct spread spectrum system using MATLAB. The paper depicted the modules need to be simulated in detail. Different noises were used to test the performance of the system, such as white noise and chirp. We can got the inclusion that the direct spread spectrum system can not resist the white noise efficiently. When using chirp, two modes were introduced: continuous mode and discontinuous mode. In some spread spectrum codes, chirp was more fierce than white noise. Multiple-Tone and Single-tone were included also. .Keyword: direct spread spectrum system, white noise interfere, chirp, Multiple-Tone. 第一章 绪论 1第一章 绪论 21世纪，是信息技术与生物技术蓬勃发展的世纪，在刚进入这个世纪，一个振奋人心的好消息带给了我们，以大唐代表中国向ITU提交的第三代移动通信（3G）标准TD-SCDMA已经开始了实地测试，这是中国首次提出自己的标准和建议，而这也标志着我们正在进行着第四次科技革命信息技术革命。 在3G标准中主要是对CDMA的各种不同的实现形式，而其中最基本的技术就是扩频技术。所以对扩频技术进行深入的研究有着很深远的意义。而用MATLAB软件对扩频系统进行仿真是一种非常有效，而且比较简易的了解扩频系统的方法。 扩频系统分四类，它们分别是： (1)直接序列扩频(Direct Sequence Spread Spectrum)工作方式(2)跳频扩频(Frequency Hopping)工作方式(简称FH方式)(3)跳时扩频(Time Hopping)工作方式(简称TH方式)(4)线性调频(Chirp Modulation)工作方式(Chirp方式)在计算机无线网的通信中，目前使用最多、最典型的扩频工作方式是直序扩频(DSSS)和跳频扩频（FHSS）这两种工作方式。 干扰和抗干扰是不可调和的矛盾，从来就存在着竞争，一个系统的性能只有经过各种干扰的测试，才能知道系统性能的优越，同样，只有对系统进行了有效的干扰，才能称此干扰形式为一种有效的干扰。因此，我用不同的干扰形式对直扩系统进行测试，同时提出了一种比较有效的干扰形式，那就是以带宽等于信号带宽的扫频信号对直扩系统进行快扫频干扰，这样产生的效果优于白噪声干扰的效果。其他形式的干扰对于不同的扩频码字，产生的效果不同，同样，相同数目，不同的扩频码字，对信号的抵抗能力也不同。 最后，我要说，它还在随着3G的兴起，发展，到目前，还没有别的方法来代替它，它的基础地位使我们对它的研究存在意义。新的通信方式在出现，如OFDM,可是这种新方式和DS的结合将使其性能更好。本文分为五章： 第一章简单介绍了扩频的基本原理。 第二章从理论上阐述了直接序列扩频系统的优点。 第三章介绍信号的两种调制方式BPSK和QPSK。 第四章叙述了仿真模型的各个模块。 第五章用各种形式的干扰对直扩系统进行了测试，重点做了白噪声干扰和扫频干扰，得到了一些简单的结果。 第二章 扩展频谱基本原理 3第二章 扩展频谱基本原理扩展频谱技术的基本理论根据是信息论中的香农（Shannon）公式，它可以表示为 (1-1)式中，是信道容量,是信道带宽，是噪声功率，是信号功率。香农公式表明了一个信道无误差的传送信息的能力同存在于信道中的信噪比以及用于传输信息的信道带宽之间的关系。由（11）可见，要想增大就必须增加和，实际上增加比增加效果显著。令是希望具有的信道容量，即要求的信息，对(1-1)换成以为底的对数 （12）对于干扰环境中的典型情况，对上式用幂级数展开，略去高次项得 （13）将上式变为 （14a）或 (14b)由上式可以看出，对任意给定的噪声信号比，只要增加用于传输的带宽，理论上就可以增加在信道中无误差地传输的信息率。扩频通信就是利用伪随机码来调制被传送的基带信号，使基带频带大大地展宽后进行信息传输的一种方法，从而增大系统的传输速率。例如，一个二元的数据流为64，其带宽只有64Hz,经扩频后其带宽可扩展到6Hz, 10Hz,甚至150Hz。这种做法看起来对频率极大的浪费，实际上并非如此，并且带来很多好处。如抗干扰性，保密性，是其他的调制技术所不能达到的。而且还能使众多的用户共享这一带宽。在同一带宽内所能容纳的用户数比传统的FDMA和TDMA方式要多。扩频通信之所以能产生上述效果，简单地说就是由于基带信号的频谱，经伪随机码调制将频带展宽后使其功率谱密度降低，甚至比噪声的功率谱密度还低，致使信号淹没在噪声中，这样的信号很难被发现。而在接收端进行相关处理才能使信号复原。由于伪随机码特有的相关特性，保证了所要传送的信号免受干扰。扩频通信的主要特征是使用比发送的信息数据速率高的多的伪随机码，扩展作为基带信号的信息数据频谱，成为极低功率谱密度的宽带信号，接收端使用相关处理方法，把要接收的宽带扩频信号，恢复成基带信号。这些特征使扩频通信信号不易受干扰，也不容易干扰他人，信号隐蔽，有保密性；多重扩频信号能共用同一频带，可采用随机多址通信方式，通信寻址简单方便，有较好的过负荷能力，能和其他的通信方式混合使用；有高精确度的测距，定位能力。因此，扩频通信技术主要应用于通信，测距及与此相关的领域。扩频通信系统是最有代表性的扩频通信技术应用，它的基本工作方式有（1） 直接序列扩频（Direct Sequence Spread Spectrum）工作方式：直扩方式（DS方式）图1.1直接扩频系统结构系统基本结构如图1.1所示，作为输入的数据信息，经过信息调制变成了带宽为的调频（）或调相（的信号，再由伪随机码（码）调制成为带宽为的宽带信号发射。接收机接收到发射信号后，首先通过同步电路捕捉发送来的码的准决相位，由此产生与发送来的伪随机编码相位完全一致的接收用码，作为扩频解调用的本地信号，以便准确恢复成窄带信号，然后对发送来得信息数据估值为，完成接收。（2） 跳变频率（Frequency Hopping）工作方式：跳频方式（FH方式）信息数据经信息调制成带宽为的基带信号后，作发射载波调制后发射，发射信号的带宽仍为。但发射载波频率受伪随机编码控制，在带宽为）的频带内，随机跳变，实现基带信号带宽到发射信号使用的带宽的频谱扩展。跳频的速度由信号种类，信息数据速率，纠错方法等决定，有高速，中速，低速跳频之分。（3）跳变时间（Time Hopping）工作方式：跳时方式（TH方式）信息数据送入受伪随机编码控制的脉冲调制发射机，发射出携带信息数据的伪随机间隔射频信号。这种工作方式，允许在随机时分多址通信中，发射机和接收机使用同一天线。（4）宽带线性调频（Chrip Modulation）工作方式：Chirp方式宽带线性调频，可以用来克服多普勒频移对通信系统的影响。9第三章 直接序列扩频基本模型第三章 直接序列扩频基本模型 在前面，简单地给出了扩频通信的原理，而实际上扩频通信系统并不严格划分信息调制与扩频调制，扩频解调与信息解调，而是根据不同工作方式和应用来灵活处理的。直接扩频方式的扩频系统（DS）是使用非常广泛的一种，其模型如下图3.1所示：图3.1DS基本模型信息数据是宽为的+1或-1值的矩形波信号，首先用扩频编码进行调制，扩频编码是码长为,码元宽度为，+1或-1取值的矩形波信号，扩频编码周期等于信息数据的比特宽（脉宽），有 （31）信息数据正好对扩频序列作周期调制。信息数据为+1，扩频编码极性不变，信息数据为-1，扩频编码倒相，记为。信息数据脉宽为，其功率谱密度主要分布在（的频带内，为 （32）信息数据的频谱带宽为，。扩频编码的码元宽度为，则功率谱密度主要分布在（）的频带内，为 （33）扩频编码的频谱带宽为，。信息数据和扩频编码都是二值矩形波序列，其数据速率为（和编码速率为（ ）。这样，数据带宽（基带）和扩频带宽（射频带宽）之间的关系： （34）扩频通信系统的扩频增益为 （35）扩频编码的码长越长，码元宽度越小，即码速率越大，扩频通信系统的扩频增益也越大。 经信息数据调制的扩频编码，再调制频率为的载波，形成射频信号发送。扩频通信系统的发射信号为 （36）它的实信号为 （37）该信号经过传输信道到达接收机，接收机除接收到发射信号（忽略传输延迟和损耗）外，还有传输信道中的各种干扰和噪声.假定，射频滤波器是宽为，无衰减的理想滤波器，让射频信号无失真通过。因此，进入接收机的信号，即接收信号是 （38）该信号经接收机的本地载波解调，再经本地扩频编码作扩频解调处理后，得到 （39）简便起见，上式用三项表示，即 （310）其中 （311） （312） （313）是接收机对发送来的扩频信号的解调结果，是外部干扰的解调，是对噪声解调结果。这些信号送往基带滤波器，这个基带滤波器是带宽为，传递函数为的窄带滤波器，它的输出 （314）其中， （315） （316） （317）如果，传输信道是没噪声，没干扰的理想信道，接收机经解调，基带滤波器后的输出仅为 （318）基带滤波器是窄带，截止频率远小于射频，因此，式（218）中的高频分量能完全律除，得 （319）其实信号为 （320）当扩频通信系统的接收机与发射机完全同步时，本地载波与输入载波频率，相位完全一致，即。那么，式（320）为 （321）式中为发射扩频编码，为接收机的本地扩频编码，为本地扩频编码与发射扩频编码的相位差。如果，且跟踪同步0，那么 （322）这样，式（221）的为 （323）信息数据是脉宽为，取值为+1，1随机出现的矩形波信号，它的傅氏变换为 （324）主要为频带内的信号，基带滤波器是理想的，其频率特性为 （325）那信号的绝大部分频谱均可无失真地通过，仅时延。所以 （326）这样就完全获得发射来的信息数据，实现了准确接收。这个解调过程，是在传输信道没噪声，没干扰的情况下得出的。如果存在噪声，干扰，那除上述解调结果，还有噪声干扰项存在。 综上所述，只要上述的滤波器均是理想滤波器，那么在载波频率和相位，扩频编码相位与发射端的相应量完全同步的情况下，图3.1所示的扩频通信系统能准确解调信息数据，实现可靠通信。15第四章 MATLAB对直接扩频系统的仿真第四章 MATLAB对直接扩频系统的仿真 直接序列扩频系统在用MATLAB语言实现起来比较容易，整个系统可以分为几个模块来实现，这几个模块包括数据PN码产生模块，数据产生模块，扩频模块，QPSK调制模块，解调模块，解扩模块，相关模块，计算误码模块，详细介绍请看下文：4.1.PN码产生模块我所用的码是扩频码中的小m序列，还有gold码序列，对小m序列所用的码长分别为31，127，511，1023；对gold码序列所用的码长为为31，只是对其进行了一些尝试，而主要采用的是小m序列。（1） 循环移位寄存器 （2） m 序列发生器产生m序列的条件r级移位寄存器产生的码，周期，其特征多项式必然是不可约的。既不能再因式分解而产生最长序列。因此，反馈抽头不能随便决定，否则将会产生短码。证明略，详细请看后复参考文献。所有的次数r1的不可约多项式必然能除尽1+，因为 如果是一个素数，则所有r次不可约多项式所产生的线性移位寄存器序列，一定是m序列，产生这个m序列的不可约多项式称为本原多项式。除了第r阶以外，如果还有偶数个抽头的反馈结构，则产生的序列就不是最长线性移位寄存器序列。（3）m 序列的反馈系数 一个线性反馈移位寄存器能否产生m序列，决定于它的电路反馈系数，也就是它的递归关系式。不同的反馈系数，产生不同的移位寄存器。下表列出了不同级数的最长线性移位寄存器序列的反馈系数。由于m 序列的条数很多，不可能在此一一列出，故只列出了一部分。表中的反馈系数的数字为八进制数。将其换成二进制数，相对应于移位寄存器，将其作为抽头系数输入即可。m 序列的反馈系数表级数 长度N反馈系数 3 713 4 1523 5 3145，67，75 6 63103，147，155 7 127203，211，217，235，277，313，325，345，367 8 255435，453，537，543，545，551，703，747 9 5111021，1055，1131，1157，1167，1175 10 10232011，2033，2157，2443，2745，3471 11 20474005，4445，5023，5263，6211，7363在设计程序选择如下级数 长度N 反馈系数 5 3145，67，75 7 127203，211，217，235，277，313，325，345，367 9 5111021，1055，1131，1157，1167，1175 10 10232011，2033，2157，2443，2745，34714.2.数据产生模块在这里我假设数据是已经从信号源发出，且已经经过了采样和量化，所以得到的数据为二进制+1，-1序列，由于以下的调制我采用的是QPSK调制，相当于两路BPSK调制，所以在程序设计中所采用的是随机的产生两路数据，其中一路送给I路进行调制，另一路送给Q路进行调制。要说名的是数据产生的速率为1bit/s，即数据的频率为1HZ,经过采样后，再经过FFT变换。然后以最高频率为基准画出的频谱图如下所示图4.1信息数据频谱4.3扩频解扩模块 直接序列扩频就是将要发送的信息用伪随机码(PN码)扩展到一个很宽的频带上，然后在接收端，用同样的伪随机码（PN码）对接收到的扩频信号进行相关处理，恢复出原来的信息。 在整个程序设计中这一点是一个重要的环节，用前所产生的PN序列对所输入的数据进行扩频，以31位小m序列的扩频码为例进行说明。 对于所有数据中的每一位与扩频码进行相成，若输入为+1，则扩频码保持不变，相仿，如果输入为-1，扩频码取反。这样对输入的每一个数据进行运算，即将信息扩展到了很宽的频谱上，以下是对扩频序列的表达： （41）其中为输入的数据，为位的扩频码，为扩频后的数据。 对于上述的数据经过扩频后的频谱图如下所示：图4.2扩频信号频谱解扩其实本质也是扩频，其特殊之处是与接收到的扩频信号带宽相同，所以它虽然形式上和扩频相同，但实质上是对信号在其带宽范围内的一种变换。解扩所用的解扩码和扩频码一样，在假设同步，且不考虑其他因素的情况下，对于上式的扩频信号进行解扩，下面是对扩频信号进行解扩的表达式： （42） 由上式可以看出在最后解扩后的数据相当于对输入的信号数据进行以扩频码长度为采样点个数的N点采样，而且对每一个数据都是以同样的方法进行处理的，解扩后的信号直接进行FFT变换，画出其频谱图应该和输入的数据经过N点采样后的频谱图相同。 以上就是所有的扩频和解扩的方法，对于解扩后的频谱图要说明的是，在整个系统中对数据是先进行扩频，扩频完以后进行了QPSK调制，调制完后的数据加噪声后发射，在接收端先进行解调，再解扩，解扩是扩频的逆过程。解扩后通过低通滤波以后的信号频谱：图4.3接收端信号恢复频谱4.4调制与解调模块调制在时域上是将信号与载波进行相乘，在频域上是将信号频谱进行搬移，搬到以载波频率为频域中心的频域轴上。在这个系统中我采用的是QPSK调制解调方式,考虑到以后的仿真运算量等情况，系统的载波频率设为扩频码的频率，即扩频码的长度，这即是刚把扩频信号的频谱进行了搬移，其过程如下文所述。上面产生的两路数据，是分别经过两路调制，这两路调制分别都是BPSK调制，只是它们的载波相位相差90度，即一路为正弦信号调制为Q路，另一路为余弦信号调制为I路，将调制后的信号相加就得到QPSK调制后的调制信号，其实，这两路信号的调制只是在相位上有所不同，而其频谱都是一样的，图4.3就是其中一路的频谱图： 解调和调制相当于变换和反变换，调制是将频谱搬到高频上去，而解调是将频谱搬回到基带，考虑到运算量，我所作的系统是先解调，再解扩。其实这两个过程可以互相调换。调制信号分别同本地采波相乘，本地载波也是两路，其中一路是图4.3QPSK调制信号频谱I路载波，另一路为Q路载波。相乘后的信号经过滤波，滤去高频分量，把基带信号保留下来。4.5相关模块 这个模块是相关求和的过程，它以扩频码的长度为周期，将一个码元中的所有解扩码加起来然后求和，相当于匹配滤波器。由于解扩以后所有的扩频码都变成+1，所以就像对码元进行了以扩频码为采样点数N进行采样一样，然后把所有采样后的点在相加起来，这样所求的和将是原码元的N倍，这便是扩频增益。可以想象，扩频码的长度越长，则这个扩频增益就越大，它抗噪声，抗干扰的能力就越强。在码元里如果加载噪声或者干扰，那么在扩频阶段，噪声或者干扰没有加上，它们在模型中是在传输信道中加载的，那么在解扩端进行解扩的时候，它们相当于首次扩频，由于扩频码+1，-1的数目相差只有一位，所以噪声和干扰在这里和解扩码相乘后，在求和，那么它们有作用就被解扩码很好的抑制掉了，这即是扩频通信的最大优点。4.6. 计算误码率模块 这个模块首先对相关模块输出的数据进行判决，判决门限为0，大于0的判为+1，小于0的判为-1。判决完成后再将信息码元和判决码元做比较，计算出错误数，再求出误码率，再仿真中要达到误码率为数量级，选取了100000个码进行仿真，有的只要求达到数量级，则只需选取10000个码进行仿真即可仿真的结果都用图画出，这些图在没有特别申明的情况下，它们的横坐标表示的是信噪比或者信干比，横坐标均是以dB表示，纵坐标表示的是误码率。41第五章 扩频系统抗干扰的研究第五章 扩频系统抗干扰的研究 提起扩频就不能不说干扰，因为扩频的优点之一就是抗干扰能力强，但也不是所有的干扰它都有很强的抵抗能力，譬如说，扩频通信系统就对白噪声干扰没有抵抗能力，我的这篇文章力图从实验的角度来揭示扩频通信系统抗干扰的能力，上述的干扰都是由程序中的干扰模块产生的，其中有些实验的结果我可以解释，但还有一些试验的结果我不能解释，下面就叙述所作的干扰情况，对目前我能解释的就给以解释，不能解释的把数据和图给出。 做过的干扰有以下几种：1. 白噪声干扰2. 扫频干扰3. 多频干扰4. 单频干扰对上述的干扰我所作的重点在白噪声干扰，扫频干扰，多频干扰，对于单频干扰和脉冲干扰只做了一点，下面我就逐个对所作的干扰进行叙述和阐释，能给出理论的就给出理论。5.1白噪声干扰及其理论说明先来介绍一下白噪声，白噪声是通过精确的数学表达式来定义的。功率谱密度在整个频域内都是均匀分布的噪声，称之为白噪声，即 （51）式中，是一个常数，单位取“瓦/赫”（）。白噪声的自相关函数为： （52）显然，白噪声的自相关函数紧在时才不为零；而对于其它任意的，它都为零。这说明，白噪声只有在时才相关，而它在任意两个时刻上的随机变量都是不相关的。下图是白噪声的频谱图图5.1白噪声频谱如果把白噪声限制在之内，即在该频率区域上有。而在该区域以外的，则这样的噪声称为带限白噪声。带限白噪声的自相关函数为 （53）式中，。可以看到，带限白噪声只有在上得到的随机变量才不相关。它指出，如果对带限白噪声按抽样定理抽样的话，则各抽样的值是互不相关的随机变量。在这里很有必要介绍程序中加性高斯白噪声的产生过程。在程序中，先确定了仿真的Eb/No的范围,再根据它和信噪比的关系式 （54）在直接扩频通信系统中扩频信号的带宽就等于扩频码的带宽，所以有。 上式两边同时去对数，用的形式表示可得+ （55）由于在程序中取数据速率为1，也就是；可得下式 （56）写成的形式为 （57）下面就是在不同长度的扩频码下，加入高斯带限白噪声后的误码率情况其中“*”表示的是实验数据，而“”表示的是理论误码曲线。图中的横坐标表示的是信噪比，单位（dB）,纵坐标表示的是误码率。仿真的码元数据为100000个码元。31位小m序列扩频码，加上高斯白噪声后的误码曲线：图5.2 31位码误码曲线127位小m序列扩频码，加上高斯白噪声后的误码曲线：图5.3 127位码误码曲线511位小m序列扩频码，加上高斯白噪声后的误码曲线：图5.4 511位码误码曲线1023位小m序列扩频码，加上高斯白噪声后的误码曲线：见图5.5由上面四图可以看出，在扩频增益逐渐升高的情况下，而误码曲线和理论误码曲线都吻合的很好，没有因为扩频增益的升高，而使误码率下降。其误码曲线就是二进制的BPSK的误码率曲线，这些足以说明，直接扩频通信系统对加性高斯白噪声没有抵抗能力，也就是说，加性高斯白噪声对扩频通信的影响是不受限制的，图5.5 1023位码误码曲线没有办法抵消的。下面就这一问题的理论解释叙述一下：（1）直接扩频系统抗白噪声的信噪比发送端发送的经过扩频和调制的载波信号： （58）其中为数据码元信号，周期为，取值为+1，1。式中为用于扩频的伪随机序列，序列长度为。图中为信道的白噪声，其自相关函数为 （59）式中，为双边噪声功率谱密度，为集平均。假设这个模型的载波和伪随机码序列都和发送端的载波和伪随机码达到了严格的同步，所以接收端的载波和伪随机码和发送端的相同。接收端输出的信号为 = （510）由 （511）令 （512）所以 （513）相关积分器输出的噪声为 （514）噪声功率为 （515）把（514）代入此式，并注意以上式子，再利用函数的滤波特性，得 （516）由式（513）与式（516），再加上，那么整个时间里求和，得出输出端得峰值功率信噪比为 (517)式中为输出端数据码元的能量。有比较，才有新的认识。下面就看看没有经过扩频的信号直接进行调制后在输出端的信噪比和上述经过扩频后的信号在输出端的信噪比有什么不同。（2）没有经过扩频的PSK系统的抗白噪声的信噪比设发送端没有经过扩频，也即没有这个乘数因子，同时在接受端也略去了解扩的过程。这样，上面的直接扩频系统的模型就变成了一个很普通的QPSK调制系统模型，那么在接收端的输出端输出的信号为 = = (5-18)上式的推导中用了式（512），相关积分器输出的噪声为 （5-19） 完全和上面直接序列扩频系统的推导相类似，可以得到相关积分器输出端的噪声功率为 （520）由此式与式（518），并注意到，还有，得出输出端的峰值功率信噪比为 （521）此式与直接扩频系统模型的（517）式完全相同。小结： 比较直接序列扩频系统模型和普通PSK的抗白噪声干扰的信噪比公式（517）和公式（521），可见，完全一样。因此：可以由上面的数据，图表，还有的公式推导，得出，在相同的调制和相关检测的情况下，直接序列扩频系统不能比普通PSK调制系统模型获得更大的抗干扰增益。同时，这里也隐含了另一层意义，那就是，无论在扩频通信系统中用多长的伪随机序列来进行扩频，即就是在扩频通信中，扩频增益无论多大，相同的模型下面，包括调制方式相同，扩频方式相同，等等，系统对于白噪声的抵抗力相同，即白噪声对扩频系统的干扰是一定的，扩频系统抗白噪声干扰的能力也是一定的。5.2扫频干扰的仿真 扫频干扰的仿真是个重点，在这个过程中力图从各个方面对扫频干扰对直接扩频系统的干扰效果做出了评价，所以扫频的干扰形式也是丰富多样的，同时，还变换了扩频码的长度，用不同长度的扩频序列进行仿真，用来测试扩频增益不同时扫频干扰对直接序列扩频系统的干扰效果。 下面对扫频干扰和扫频干扰的系统仿真做一介绍：扫频干扰的形式如下： （522）其中，为扫频信号的起始频点，表示扫频信号的扫频速率，含有斜率的概念。越大扫频速率越快，越小，扫频速率越慢，表示扫频所经过的时间。经过接收端后，接收端的输出为： （523）由于这个公式很难化简，所以从频谱上来观察一下扫频干扰的频率幅度图的形状，对这种干扰有个认识。下图就是扫频信号的频谱（只是扫频干扰频谱的一部分）： 图5.5线性慢速扫频干扰频谱在做扫频干扰仿真的过程中，产生的扫频干扰信号有不同的扫频带宽，不同的扫频速率，还有不同的扫频方式，如果不注意这些因素，那么就可能会对误码数据做出不准确的判断。线性扫频从最低频点到最高频点可能占据很多码元，这样扫频的速率就比较慢，称为慢扫频；但也可以在一个码元周期内从最低频点扫到最高频点，这样的扫频速度就很快，成为快扫频。经过上面的叙述，以10000个码元为仿真数据，扫频干扰的从0到10，单位为(dB),且以为14dB为背景噪声进行干扰， 做以下两种仿真：慢速扫频干扰和快速扫频干扰。 l 慢速扫频干扰仿真下面先就将慢速扫频干扰对扩频通信系统的干扰效果的仿真结果列出。先看慢扫频干扰与白噪声干扰之间的性能比较白噪声干扰理论误码率如下：其中误码率是BPSK,QPSK的理论误码率，的单位是（dB）。 表5.1BPSK理论误码1012345误码率0.10380.07860.05630.03750.02290.01250.0060678910误码率0.00240.00080.00020.00000.0000慢速扫频干扰误码率仿真数据如下： 以31位小m序列为扩频码的直扩系统的误码率为：表5.2 31位码误码率01234567误码率0.05930.04390.03090.02610.01540.00740.00230.0012 其误码曲线为：图5.8 31位码误码曲线 以127位小m序列为扩频码的直扩系统的误码率为：表5.3 127位码误码率01234567误码率0.12420.10500.07700.05330.03300.01760.00720.0027误码曲线如下：图5.9 127位码误码曲线 以511位小m序列为扩频码的直扩系统的误码率为：表5.4 511位码误码率01234567误码率0.12130.09430.07470.05130.02780.01180.00370.0011误码曲线为：图5.10 511位码误码曲线 以1023位小m序列为扩频码的直扩系统的误码率为：表5.5 1023位码误码率01234567误码率0.11200.10300.08200.06300.04600.03000.01400.0030误码曲线为图5.11 1023位码误码曲线将上面的扩频误码率表与白噪声误码曲线相比较，可以看到： 31位扩频序列的误码率低于白噪声干扰序列。可见，干扰对不同码的干扰效果是不同的。除31位小m序列扩频码外，其余小m序列对抗扫频干扰的能力都没有抗白噪声干扰的能力强，也就是说，慢速扫频干扰的的干扰效果对个别的的扩频码的干扰要比白噪声干扰效果要强。除31位扩频码外，其余扩频序列随扩频码长度增大而误码率降低，这符合前面的理论，随着扩频码长度的增加，扩频增益也随之增大（扩频增益是扩频码带宽和信息数据带宽的比值）。那么，它的干扰容量也应该随之增大，在干扰容量增大的情况下，应该是扩频码长的抵抗干扰的能力较强，而扩频码短的抵抗干扰的能力弱。改变扫频的时间，将扫频的速率降低，也就是减小扫频图像的斜率，就形成了更慢的扫频干扰，仿真数据10000个码元，这样产生的误码率如下：以31位小m序列为扩频码，将扫频速率降低30倍，这样的误码率为：表5.6扫频速率降低30倍时误码率01234567误码率0.08150.05770.03470.02130.01300.00810.00370.0015降低50倍后的误码率为：表5.7扫频速率降低50倍时误码率01234567误码率0.09100.06810.04660.03180.01860.01140.00700.0026以127位小m序列为扩频码，将扫频速率降低40倍，这样的误码率为：表5.8扫频速率降低40倍时误码率01234567误码率0.06950.05280.04130.03100.02540.01770.01170.0067降低20倍时为：表5.9扫频速率降低20倍时误码率01234567误码率0.09350.07610.05790.04460.03620.02940.02460.0176以511位小m序列为扩频码，将扫频速率降低80倍，这样的误码率为：表5.10扫频速率降低80倍时误码率01234567误码率0.08220.06770.05470.04200.03510.02520.01640.0099降低40倍时为：表5.11扫频速率降低40倍时误码率01234567误码率0. 10270.08360.06200.04520.03020.01850.01130.0078 以1023位小m序列为扩频码，将扫频速率降低20倍，这样的误码率为：表5.12扫频速率降低20倍时误码率01234567误码率0.08850.07770.06340.04680.03630.02680.02220.0169降低30倍为：表5.13扫频速率降低30倍时误码率01234567误码率0.07900.05900.05000.03100.02100.01600.01100.0030小结： 通过上面的仿真数据可以看出所有码长的码即使将慢扫频干扰的速率再继续减小，这样直扩系统的误码率也随之减小，但还是和白噪声干扰的误码率在同一数量级上，而且，就目前仿真来说扫频干扰的误码率还略大于白噪声干扰的误码率。还有随着扫频速率的减慢，误码率也随之降低，这说明，扫频干扰的效果是和扫频的速度有密切的关系。l 快速扫频干扰仿真快速扫频干扰是扫频干扰的另一种形式，这种扫频干扰的频谱图在整个频率轴上是一些离散的取值点，这说明，这种扫频方式并不能扫到频率轴的每一个频率点，而是随机的扫到频率轴上的部分点。从时域上来看，在数据码元的每一周期内，扫频干扰要在低频与高频之间扫过一次或者几次，还有可能来回的扫过一次或者多次，下面就是对10000个码元进行的仿真。1. 在这个仿真中，使每个码元的周期中产生一个带限的线性扫频形式，这种形式只允许在每个码元中扫过一次，且不带回扫，其扫过的带宽不同，所以其各种形式的干扰效果也不同，称这种扫频方式为快速扫频方式1。由于快速扫频干扰在每个码元内产生的干扰形式是一样的，这样保证了对每一个码元的干扰都是相同的，对每个码元的干扰效果也是相同的。快速扫频干扰的一种形式的频谱图如下所示：图5.13快速扫频干扰形式1频谱快速扫频干扰的形式有很多，上面只是其中的的一种，我们暂且称之为形式1。这种干扰只在一定的频段内有干扰，而在其余频段内没有干扰，下面就将这种干扰的干扰效果做一些分析。选取扫频干扰的干扰带宽为,为信号的带宽，把扫频干扰的频谱限制在信号的带宽里，而且每个码元中都产生这样的干扰，在一个码元周期中扫频次数为1次，预