（电力电子与电力传动专业论文）恒频移相lcc谐振变换器的研究.pdf

一 塑墨一 _ _ _ _ _ - _ _ _ - ，_ _ _ _ - _ _ _ - - _ _ - - - - ，_ _ _ _ _ _ - 一 论文题目：恒频移相l c c 谐振变换器的 研究 学科 作者 导师 职称 答辩日期： _ j 3 嵌两3 摘婴 本文对全稀恒频移相控制软开关技术和单相软开关高频链逆变技术的发展历 史及现状进行了全面、系统的论述，并选定全桥l c c 漕振型电路拓扑作为本文的研 究对蒙，分析了恒频移相d c d c 变换器和单相软开关高频链d c a c 逆变器的工作原 理和稳态特性。 本文主要完成了两种变换器的土电路参数、控制电路、驱动电路以及故障保护 电路的i ! ： 计，同时也设计了相应的软件程序。通过p s i m 软件对主i 乜路进行了仿真， 通过u i a t l a b 软件绘制了各种参数曲线，有利于参数优化设计。最后，针对d c d c 变换器进行了闭环实验，针对d c a c 逆变器进行了开环实验，实验结果讧e 明了电路 拓扑的可行性、理论分析的正确性以及参数设计的合理性，而且也达到了软开关的 口的，提高了电路效率。 关键词：移相控制、软开荚、l c c 谐振电路、仿真 西安理工大学硕士学位论文 t i t l e ：r e s e a r c ho nc o n s t a n t f r e q u e n c y p h a s e - - s h i f t e dl c c - - t y p er e s o n a n t c o n v e r t e r a b s t r a c t t h ep a p e rh a sg i y e na no v e r a l lr e v i e wt o t h e a r i s i n ga n d d e v e l o p m e n to ft h ec o n s t a n t f r e q u e n c yf u l l b r i d g ec o n v e r t e ra n d t h et e c h n i q u e sf o rs i n g l e p h a s eh i g h f r e q u e n c yl i n ki n v e r t e r s ， a n dt h el c c t y p ef u l l b r i d g er e s o n a n tc o n v e r t e ri ss e l e c t e da st h e o b j e c to fs t u d y ，t h eo p e r a t i o np r i n c i p l ea n dt h ec h a r a c t e r i s t i c s o ft h ed c d cc o n v e r t e ra n dd e a e c o n v e r t e ra r es y s t e m a t i c a l l y a n a l y z e d t h ed e s i g n so fp o w e rc i r c u i t s ，c o n t r o lc i r c u i t s ，d r iv ec i r c u i t s a n dt r o u b l ep r o t e c t e dc i r c u i t so ft h et w oc o n v e r t e r sh a v eb e e n a c c o m p l i s h e d ，c o r r e s p o n d i n gp r o g r a m sa r ea l s od e s i g n e d b ym e a n s o fp s i ma n dm a t l a bs i m u l a t i o nt o o l s ，o p t i m i z e dp a r a m e t e rc u r v e s h a v eb e e no b t a i n e d i nt h e e n d ，c l o s e l o o p e de x p e r i m e n t sf o rt h e d c d cc o n v e r t e ra n d o p e n l o o p e de x p e r i m e n t sf o rt h ed c a c c o n v e r t e ra r ec a r r i e do u t ，e x p e r i m e n t a lr e s u l t sn o to n l yv e r i f yt h e c i r c u i t st o p o l o g i e s ，t h et h e o r e t i c a la n a l y s i sa n dt h ep a r a m e t e r s d e s i g n ，b u ta s l o i n d i c a t et w oc o n v e r t e r sa c h i e v et h ea i m s o f s o f t s w i t c h i n g k e y w o r d s ：p h a s e s h i f t e dc o n t r o l ，s o f t s w i t c h i n g ，l c c t y p er e s o n a n t c i r c u i t ，s i m u l a t i o n 2 笏 i i 第1 章概述 第1 章概述 1 1 软开关技术的产生背景n 2 3 钉b 6 7 1 6 0 年代开始使用的p w m 变换器以其拓扑结构简洁、控制方式简单 而得到广泛的应用。但由于传统p w m 变换器中的开关器件工作在硬开 关状态下，存在以下缺陷： ( 1 ) 开通和关断损耗大：开关器件的电流、电压交叠形成的开关损 耗随开关频率的提高而增加，如图卜1 的阴影部分所示。 圈1 一l 硬开关关断【左图) 、开通波形( 右图) ( 2 ) 感性关断问题：由于电路中存在感性元件，当开关器件关断时， 在开关器件两端产生很高的尖峰电压，容易造成开关器件的电压击穿， 如图卜2 所示。 ( 3 ) 容性开通问题：由于开关器件中存在寄生电容，器件关断时使 寄生电容存储电能，当器件突然开通时，储藏的能量将瞬间耗散在开关 器件内，可能会引起开关器件的过热损坏，而且由于电压变化快，将产 生严重的开关噪声，即所谓的“密勒”效应，这个效应将严重影响开关 器件的驱动电路，使电路工作不稳定，如图卜2 所示。 3 s 3 ”i 一 丑一：h 一一h | h hh 图卜2 感性关断( 上图) 和窖性开通( 下幽) 1 西安理工大学硕士学位论文 ( 4 ) 二极管反向恢复问题：二极管在反向恢复期间，仍处于导通状 态，同一桥臂的开关器件此时立即开通，容易造成直流电源瞬间短路， 产生很大的冲击电流。 7 0 年代中期以后，出现了工作在频率2 0 k h z 以上的功率变换器，这 种变换器的效率大大提高，体积和重量大大减小，也不会产生严重的噪 声。功率变换器中往往采用磁性元件实现交直流侧滤波、能量存储和传 输，这些磁性元件在电源装置的体积、重量和成本中占有很大的比重。 开关器件的工作频率越高，磁性元件可以选择的越小，从而实现装置的 小型化、轻量化和低成本，达到较高的功率密度，这在开关变换器的发 展史上被称为“2 0 k h z 革命”。 开关变换器的高频化是开关变换技术的重要发展方向之一，这是由 于高频化是实现开关变换器的小型化、提高功率密度的重要途径。此外， 高频化还可以降低电源的噪声和改善动态响应。 8 0 年代初美国v p e c 的李泽元教授等人提出了软开关概念。软开关技 术，通俗地讲，实际上就是利用电感和电容来对开关的开关轨迹进行整 形，实现开关器件的零电压开关或零电流开关，如图卜3 所示。最早 的方法是采用有损缓冲电路来实现，从能量的角度来看，它是将开关损 耗转移到缓冲电路消耗掉，从而改善开关管的开关条件，这种方法对变 换器的变换效率没有提高，甚至会使效率有所降低。软开关技术可以减 小甚至完全消除变换器中开关器件在开关过程中的开关损耗，使缓冲电 路成为多余，提高变换器的效率，减小e m i ，减小元器件的散热体积，从 而大大减小装置的尺寸和重量，同时也提高了变换器工作的可靠性。 圈卜3 软开关开通( 左图) 、关断波形( 右豳) 第1 章概述 l 。2 恒频移耜控制的提出 基于硬开关p w m 变换器的缺点，软开关谐振变换器应运而生，然而 无论串联谐振、并联谐振还是串并联谐振，虽然都可以实现软开关，但 是为了在很宽的输入电压和负载变化范围内调节输出电压，它们一般都 采用调频( p f i ) 控制方式，这样不利于输出滤波器的优化设计。 在d c d c 变换器中，b u c k 、b o o s t 、b u c k b o o s t 、c u k 、s e p i c 、z e t a 、 f o r w a r d 和f 1 y b a c k 等单管构成的变换器一般应用于中小功率场合，而在 中大功率场合，一般采用全桥变换器，全桥变换器的控制方式比较多。 为了消除频率调制造成的困难，恒频谐振变换器成为研究热点，为了实 现谐振变换器的恒频控制，1 9 8 5 年有人提出了移相控制恒频谐振变换器 ( 简称p c c f r c ) 的概念“”“”。 其基本原理是：两个谐振变换器工作在相同的开关频率下但它们 之间有一个相位差( 即“移相角”) 。两个有一个相位差的电压相加后输 送给负载，可通过调节移相角的大小来调节输出电压。 这种变换器有一个缺点，就是谐振电感电流和谐振电容电压不对称， 使得两个谐振变换器负载不均衡，导致过高的器件应力。 a ) 为了克服上述缺点，可以把两个谐振变换器用一个谐振变换器替 代，因此衍生出两种新型的恒频控制谐振变换器一钳位模式串联谐振变 换器( 简称c m s r c ) 和钳位模式并联谐振变换器( 简称c m p r c ) 。 这种变换器的缺点是：( 1 ) 串联谐振变换器的供电方式是其谐振网 络的电流被整流、滤波后供给负载。当负载电流变小时谐振网络的电流 同样变小，当电流不足以保证零电压开关时，其中将有两个开关管变成 硬丌关； ( 2 ) 并联谐振变换器负载电流的变化对谐振网络电流影响不大，因 此这种变换器能保证零电压开关。但谐振网络的环流很大，这样就增加 了开关管的通态损耗，而且谐振电容和谐振电感上的损耗也很大。 b ) 为了克服钳位模式谐振变换器的缺点，有人提出了非谐振零电压 西安理工大学硕士学位论文 开关桥式变换器( 简称n r z v s f b c ) 2 “，如图1 - 4 ( a ) 所示。 这种拓扑结构的缺点是：( 1 ) 要求l 很大，才能在负载电流很小时 实现开关管的零电压开关，但是如果l 过大，又限制了输出电流的增长 速度，因此l 的最大值必须按照最大负载时设计； ( 2 ) 因为供电方式是电流源形式，电流脉动大，因而滤波电容要求 很大才能保证输出电压纹波较小； ( 3 ) 该拓扑结构不适用于高电压输入、低压大电流输出场合。 c ) 零电压开关全桥变换器利用变压器的漏感和开关管的结电容 来实现零电压开关，采用移相控制。其最大缺点是存在占空比丢失现象， 因此，为了获得要求的输出电压，必须减小变压器的原、副边匝比，这 样会使原边电流变大，加大开关管的通态损耗，而且电流定额也要增加， 副边整流桥的耐压值也要提高，此外很难为开关管选择一个合适的并接 电容和两驱动信号的延迟时间，如图卜4 ( b ) 所示。 d ) 利用饱和电感实现的零电压全桥变换器为了了克服漏感带来 的占空比丢失，文献“提出了用饱和电感取代变压器漏感的方法。饱和 电感的加入带来非常多的优点，但依然存在过度时间，如图卜4 ( c ) 所示。 e ) 为了实现零电压开关，相继又提出了磁放大器方式实现的零电压 开关全桥变换器、辅助电路与变压器并联的全桥直一直变换器以及伪谐振 全桥直一直变换器“8 1 1 ，如图卜4 ( d ) 、( e ) 所示。 当前所研究的移相控制全桥变换器的主要面临下述问题是“1 ： ( 1 ) 开关管开关时，其外接电容的初始充电电流不是恒定的，因而充 放电时间是变化的，致使延迟时间的选择很困难； ( 2 ) 变压器的漏感在这类交换器中影响很大。主要体现在占空比丢 失： ( 3 ) 滞后桥臂不容易实现软开关。 一一 笙! 兰垫竺 嚼。国 卜4 ( a 1 非谐振零电压全桥变换器 瓣l 审 一4 ( b ) 零 u 压争桥变换器 熙8 酊n u 爿圭i 当主j =毒奎u 14 ( c ) 利用饱和电感的零电腿全桥变换器卜4 ( d ) 辅助1 姐路与变压器并联的全桥变换器 卜4 ( e 1 伪谐振全桥直一直变换器 幽l4 移相控制变换器类 1 3 高频链逆变技术 1 9 7 3 年，由b e d f o r d 首先提出高频环节( h f1 i n k ) 转换器的思想”1 ， 接着由g y u g u i 和p e l i y 进行了深入发展。 1 9 7 7 年，e s p e l a g e 和b o s e 提出了高频链逆变技术的新概念，利用 高频变压器实现电气隔离，并将其应用于直流输入的高频链逆变系统中。 从不同角度看高频链逆变器，可以有不同的划分形式。按功率能否 双向流动可分为功率双向和功率单向两种形式；按电路的工作机理分为 p w m 式和谐振式两种类型；按功率变换器的类型可分为电压源( v o t a g e m o d e 或b u c km o d e ) 和电流源( c u r r e n tm o d e 或b u c k - b o o s tm o d e ) 两 科，：按电路拓扑结构呵分为d c d c 变换型( d c h f a c d c l f a c ) 和周 波变流型( e y e l ec o n v e r t e rt y p e ) 。下面以最后一种划分方法分别进行 西安理工大学硕士学位论文 讨论。 a ) d c d c 变换型高频链逆变器0 川”1 这种类型高频链逆变器是目前应用最广泛的单向电压源高频链逆变 器方案，它的经典电路如图卜5 所示。 图1 5d c d c 变换型单r a l 商频链逆耍器 该方案是在直流侧和逆变器之间插入一级d c d c 变换器，使用高频 变压器实现电压调整和电气隔离。很明显，具有三级功率变换d c i i f a c d c l f a c 。 它的优点是：1 ) 所有开关都是单向的：2 ) d c d c 部分和d c a c 部分 的控制相对独立，两部分配合起来比较简单，基本上不需要同步。 它的主要缺点是：1 ) 功率单向流动：2 ) 通态损耗大。 f f t j 女r j ，文献“”针对单相u p s 系统提出两种结构： 1 ) 直流电压一p w m 高频逆变一高频变压器一快恢复二极管整流一大 电容滤波一s p w m 逆变器一5 0 h z 正弦波，如图卜6 电路结构( 1 ) 所示。 2 ) 直流电压一s p w m 逆变一高频变压器一具有正弦包络线的正弦调 制高频交流电一快恢复二极管整流小电容滤波一工频电压全波整流 一5 0 周方波驱动一5 0 h z 正弦波，如图卜6 电路结构( 2 ) 所示。 在方案1 ) 中前后两部分电路不需要同步，相互独立，但开关损耗大。 而在方案2 ) 中，5 0 周方波驱动时相当于z v s ，开关损耗小，但要求严格 同步。由方案2 ) 可以实现三相电路，虽然控制方法简单，但是需要三套 相同的单相电路。 第1 章概述 屯路结构( 1 ) s p w m 变毓景：整；i i 器p w 帔流器负栽 电路结构( 2 ) 图卜6 单相d c d c 变换型高频链逆变器 b ) 周波变流型高频链逆变器“”“”“”“ 3 4 1 【3 5 s l l 3 7 】 它是目前实现双向传输功率的常用方案。该方案一般由个逆变器 和一个周波变流器级联而成，如图1 高频链逆变器中的直流环节 7 所示，从而省去了d c d c 变换型 因此只需要二级功率交换 ( d c h f a c l f a c ) ，减小了逆变器的通态损耗，提高了系统效率和可靠 性。但其主要缺点是：当负载开路时，变压器漏感的储能没有放电回路 而产生较大的电压浪涌。 j 门 叫、本 j - j i - 1 卜章 u 瞄卜7 坝向周被变流型高频链逆变器 1 4 本文内容 ( 1 ) 在阅读大量参考文献基础上，了解软开关技术及移楣控制技术 的发展动态； 西安理工大学硕士学位论文 ( 2 ) 运用p s i m 和m a t l a b 仿真软件进行电路分析； ( 3 ) 移相控制l c cd c d c 谐振变换器的分析、设计与实现； ( 4 ) 移相控制l c co c a c 高频链逆变器的分析、设计与实现。 第2 章恒频移相l c c 谐振型d c d c 变换器的分析、设计与实现 第2 章 恒频移相l c c 谐振型d c d c 变换器 的分析、设计与实现 本文以串并联l c c 谐振型全桥移相变换器作为研究对象，对其工作 原理、工作过程和稳态特性等进行分析，同时进行了主电路的参数设计。 2 1 工作原理分析“8 州h 们 移相控制l e e 谐振变换器拓扑如图2 - 1 所示，其中，s l 、s 2 所在的桥 臂称为超前桥臂，s 3 、s 4 所在的桥臂称为滞后桥臂。开关s l 、s 2 、s 3 、s 4 的导通占空比均为5 0 ，每个桥臂的两个开关为互补导通方式，如图2 - 2 所示。s l 和s 4 驱动信号的上升沿之间夹角0 称为移相角，通过调节0 的 大小，v a b 零电压范围也随着变化，即作用在l e e 谐振网络的输入电压发 生变化，因此可调节输出电压大小。 图2 - 2 工作原理波形原理图 + v 。 西安理工大学硕士学位论文 2 2 工作过程分析 一般，l c c 谐振变换器在频率调制下有f s l 2 f ，、1 2 f ， 0v e = oi e = i 。k d 2 ( d 3 )v 。 0v e = 一v i nie = i 。k s 2( s 3 )v c o 0v e = 一v ini e 2 一i o k 得出统一的数学描述表达式： 掣= 扣觯) _ f 加) ， 掣寺w ， z ， 丁d i l ( t ) = i 1 【v f 。) 一v 。( r ) - - v c p ( f ) 】 ( 2 3 ) 其中 ( f ) 2 尚。扣为输出航世为变压器变比。 令v 。( f ) + v 。( f ) = 叱( f ) ，c 。= 瓦c s 了c 百p 上述方程可阻简化为： 工掣沪v 脚 ( 2 _ 4 ) c 。掣+ 屯 s ， 解方程( 2 - 4 ) 和( 2 - 5 ) 得到： “f ) - 毒噍( f ) + ( f 旷号吨) c o s 【w 肛f o ) 】+ 避产_ s i n 【w ，( 】 ”“o _ v “。叫o - - l 。c o 】c o s 坼。一0 ) 】+ z ，( t 。一毒吨u ) s 抽m r ( t - t o ) ( 2 - 6 ) 第2 章恒频移相l c c 谐振型d c d c 变换器的分析、设计与实现 上式中： w ，2 志，z r2 佶“产丽2 、百 卜面对各工作模态进行具体分析： a ) 丌关模态1 t o t l 】： 在of t , 1 - 亥0 ，谐振电感电流为负，流经二极管d l 和丌关管s 3 ，此时 s l 为零电流零电压) f 通。谐振电压v 。( f o ) = 一v ，。0 ，i 。( t o ) = 一，。 o ，i e = i 。k ，谐振电感电流不能改变方向而经过二极 管d 2 、s 4 流动，故此刻s 2 开通为零电流零电压开通。经过移相角时问，s 4 关断，为硬关断，到此开关模态4 结束。模态4 持续时间为f 。在此模 态中： t 2 苦l 小专叫c o s w , ( t - q ) + 导s i n w 趣_ ， 哪h 。也一) 】c o s w ( t - t 2 ) + z r 卜3 ) _ 南小删w r 2 - 1 9 ) ，、 () ( 2 2 0 ) t 3 时刻开始下半个开关周期，过程与前半个周期类似，故不再赘述。 总之，从上面分析可以得出以下结论：1 ) f s f r 为谐振电感电流连 续工作模式，变换器所有开关管均为零电压零电流开通，反并联二极管 为自然关断，但是，开关管关断是硬关断，存在关断损耗，由于变换器 j ， o m o 弘 ” 0 生 西安理工大学硕士学位论文 中采用的是m o s f e t 功率开关管，存在较大寄生电容，该电容的存在限制 了开关管两端电压的上升率，因此关断损耗是很小的。 2 ) 当移相角曰o o 时，滞后桥臂不仅实现零电流零电压开通，还能 实现零电流关断。即在移相角时间内，谐振电感电流已经从负变化到零， 储存的能量在该段时间内释放完毕，又由于整个开关周期内，谐振电感 电流连续，故能保证滞后桥臂零电流关断。 3 ) 在满足输出电压的条件下，合理地选择目值的大小，可以使滞后 桥臂的开关管在关断时刻的电流i 。( f 3 ) 很小或等于零从而达到准零电流 或零电流关断，进一步减小关断损耗。 2 3 稳态分析 2 3 1 采用交流分析法对变换器进行稳态分析“7 “”儿”4 假设条件： ( 1 ) 开关器件、二极管、谐振电感和电容等元件都是理想的； ( 2 ) 高频变压器分布电容和漏感分别折算到谐振电容c d 和谐振电感 l r 中： ( 3 ) 三次及以上谐波被谐振网络充分滤除，因此谐振网络的输入电压 用基波分量表示； ( 4 ) 输出侧滤波电感足够大； 符号定义： v 。n _ 一直流输入电压： v a b 一谐振网络输入电压： v l 。一v a b 基波分量幅值； v i v a b 基波分量有效值； v t i 一变压器原边基波电压有效值； v 。一变压器副边基波电压峰值； v 。( r m s ) 一变压器副边基波电压有效值； i 。( r m s ) 一变压器副边基波电流有效值； 第2 章恒频移相l c c 谐振型d c d c 变换器的分析、设计与实现 k 一高频变压器原边和副边匝比； v 2 一经过高频整流桥的电压； v 。一输出电压； i 。一输出电流； r a c 高频变压器原边的交流等效电阻； z a b a b 两点之间的阻抗； m 一电压转换比( m ：丘) ； v ，。 w 。一开关角频率； w r _ 黻角频率( w 2 志向2 鼍) l 一开关角频率与谐振角频率之比，即正：兰 w 7 q 一品质因数( q = 等) ； x “，唧一谐振电容电抗( 工c2 万i 石) ； 。一谐振电感电抗( z 。= w ，) ； 于是，图2 1 的交流等效电路如图2 - 5 所示，其中，交流等效电阻 r 。如图2 - 6 所示“”。 正曰。凸： 图25 交流等效电路 图2 - 6 交流等效电阻 西安理工大学硕士学位论文 由图2 6 可得： ( 矿轰圪 ，。f 。户2 - , 21 。 g _ t = 丽k g _ ( 2 2 1 ) ( 2 2 2 ) ( 2 2 3 ) 耻警= 等= 华如 p 。， 由图2 - 5 可得： 百v t i 5 砭乏硅习 p 2 5 ) 破l + 堡一生+ | 生一生l ( 2 一 爿c ，x c ，7 l r 。月。j 将图2 5 中的v 。信号变换为如图2 7 所示，除坐标起点不同外， 其余特点完全相同，因此该波形满足奇函数条件，对此奇函数进行傅 立叶级数分解，可得v 。电压基波分量幅值和有效值： 得 v a b j 厂蔓2 孚2 i l l i 一生 0 l j ；。 i _ v ：。_ 广 图27v b 电压信号坐标变换 巧，= 产( 一k s i n ) 出 ( 2 - 2 6 ) 1 s 2 s y ：堕啊。昙 2 删 万2 对式( 2 2 5 ) 两边同时取模，由式( 2 2 1 ) 一( 2 2 4 ) 和( 2 2 7 ) 整理可 第2 章恒频移相l c c 谐振型d c d c 变换器的分析、设计与实现 刁io 王 口 c o s 一 2 2 - 2 8 ) 由式( 2 2 8 ) ，采用m a t l a b 软件绘出下面一组特性曲线，如图2 - 8 所 ( a ) m 与f n 、0 的关系 2 5 2 5 d 5 d爿1 】五 l f l = 9 1】0 一 ! 口：7 忙11 1 c d ，c s ：03，5 薅。= c d 、 、 口5 12 345 67日91 0 k ( b ) m 与k 、0 的关系 ( c ) m 与0 、0 的关系 ( d ) m 与c v c s 、0 的关系 图2 - 8 变换器的稳态特性曲线图 西安理工走学硕士学位论文 图2 - 8 ( a ) 表示在c p c s 、0 及k 一定时，f 。和q 对电压转换比m 的影 响。可见，当f 。在1 附近时，m 随q 的减小而明显增加，即输出电压受 负载影响较大，此时比较适合于升压电路；f n 在其它区域时适用于降压 电路，且输出电压受负载影响较小。 图2 - 8 ( b ) 表示在c p c s 、“及0 一定时，m 达到最大值以前，与k 基本上呈线性关系，但在最大值以后，m 与k 呈非线性关系。当k 约大 于2 时，q 值变化对 i 基本上没有影响。 图2 - 8 ( c ) 表示在c p c s 、k 及f 。一定时，随着0 ，角出0 ”增加到1 8 0 。 时，m 由最大值减小到零。 图2 8 ( d ) 表示在k 、w ；w 。及0 一定时，m 与c p c s 呈非线性关系， 同时表明m 的最大值随着q 值的增加，而向着c p c s 增大的方向移动。 总之，综合考虑以上因素，可以为优化参数提供参考依据。 2 4 主电路及其参数的选择 2 4 1 谐振参数的选择 综合上述分析结果，我们知道谐振参数的选择对软开关条件及输出 电压的影响至关重要。由公式( 2 - 2 8 ) 以及图2 8 ( a ) ，恒频移相控制实 现电压调整的前提之一是乡乞的比值在l 附近，否则难以实现输出电 压的大范围调整。下面总结出谐振参数选取的一般原则： ( 1 ) 根据给定开关频率及其选定f 。值，首先确定谐振频率； ( 2 ) 由式( 2 2 8 ) 可知，空载情况时最大输出电压为( 此时q 值非常 小，近似等于零) ： 目 c o s m = ( 2 - 2 9 ) 结合曲线2 8 ( b ) 、( d ) ，初步选定最大输出电压时的k 、c p c s 值。 ( 3 ) 将谐振网络作为一个低通滤波器，假设可以充分滤除三次及以 第2 章恒频移相l c c 谐振型d c d c 变换器的分析、设计与实现 上谐波含量。可以分析得出谐振网络具有消除三次及以上谐波的固有特 性，与q 值无关。q 值仅与输出电压的大小有关，根据期望输出功率及电 压，结合c p c s 、q 值对m 的影响，可以初步确定q 和c p c s ，即确定l r 、 c 口、c s 的值。 本文设计指标：( 1 ) 直流输入电压：1 0 0 v ；( 2 ) 开关频率2 0 k h z ：( 3 ) 输出d c2 2 0 v ：( 4 ) 输出功率2 5 0 瓦左右( 负载电阻r l = 2 0 0 q ) ；( 5 ) 输出 电压纹波3 。 按照上述设计原则，选择了一组谐振参数：l r = 2 4 0 uh ，c s = i 2uf ， c 。= 0 4 5uf 以及高频变压器原副边匝比k - 0 5 。 2 4 2 高频变压器的设计n 1 目n 明 变压器铁芯的大小取决于输出功率和温升等。变压器的设计公式如 下： p = k f n b s ix 1 0 - 6 t = h 只+ h 。只 ( 2 3 0 ) ( 2 3 1 ) 其中，p 为电功率；k 为波形系数；f 为频率；n 为匝数；s 为铁芯面 积；b 为工作磁感；i 为电流；t 为温升；p c 为铁损；p w 为铜损。h 。和 h 。为由实验确定的系数。由以上公式可以看出：高的工作磁感应强度b 可以得到大的输出功率或减少体积重量。但b 值的增加受到材料的b 。值 的限制。一般来说，丌关电源对材料的主要要求是：尽量低的高频损耗、 足够高的饱和磁感应强度、高的磁导率、足够高的居里温度和好的温度 稳定性，有些用途要求较高的矩形比，对应力等不敏感、稳定性好以及 价格低。 对于全桥电路、半桥电路，按照过去的观点要使用高b r 的铁芯，但 是实际使用时，对于线路简单、没有防偏磁措施的电路，容易产生偏磁 现象，其主要原因就是矩形比太高，磁滞回线很陡，在磁化反转时，呈 现很大的微分导磁率( d b d h ) ，这相当于在正常电路中串联很大的电感 西安理工大学硕士学位论文 ( 这正是高矩形比的铁芯可以作为失峰抑制器的原因) ，这电感产生很大 的反电势，阻碍磁感应的变化，由于开关管的微小不对称，使得磁滞回 线产生偏移。为了减少偏磁现象，所以此时宜采用低b r 铁芯。 本文系统中采用一种铁基非晶超微品合金材料，与铁氧体相比，低 于5 0 k h z 时，在更低损耗的基础上具有高二至三倍的工作磁感应强度， 磁芯体积可小一倍以上，虽然这种铁芯的导磁率较低，但仍然比铁氧体 高1 0 倍，所以激磁功率仍然很小。纳米晶铁芯的损耗随着频率的提高和 和工作磁感应强度的增大而上升。为增大功率和提高工作频率留有余量， 根据铁芯性能曲线选择损耗值为4 w k g ，此时对应的b m 为0 2 t ( 也保证 在b h 特性曲线的线形工作区) ，所用变压器铁：占规格o n l 一8 0 5 0 2 0 ， b r = o 2 t ( 工作频率为2 0 k h z ) 。 v11v 理论计算值：原边匝数一5 面瓦p 万2 石石i 丽i 寺专矗聂丽 。4 0 7 ( 按直流输入2 0 波动计算) n p 取4 1 匝，n s 取8 2 匝。效率n 约为9 8 以上。 2 4 3 开关管的选择 开关管的选择取决于开关管承受的最大电流和电压应力1 。 电流峰值的计算： i l = 为= 4 _ ，c 。s ! 玎卜卜，赢1 + 谐振移相角0 在0 0 _ 1 8 0 。范围内可调时，可以计算得到： 额定负载( o = 0 时) 谐振电感电流峰值：i 。= 1 4 4 8 a 额定输出时谐振电感电流峰值：i 。= 1 0 2 4 a 2 2 耘 再 第2 章恒频移相l c c 谐振型d c d c 变换器的分析、设计与实现 空载时谐振电感电流峰值：f 。= 2 1 2 1 a 最大电压应力等于电源电压。留有裕量后选择m o s f e t2 s k l 0 2 0 作为 丌关管，其容量为3 0 a 5 0 0 v 。 2 4 4 整流桥的选择 本系统中整流桥的输入电压峰值达3 6 0 v 左右，而频率为2 0 k i i z 左右， 为留有裕量，本文选用的足i r 公司生产的快恢复整流桥m z c 5 0 t s l 2 0 u ， 容量为5 0 a 1 2 0 0 v 。 2 4 5 输出滤波器的设计” 从前面分析可以看出，整流桥的输出为一直流脉动电压，其傅利叶 级数展开式为( f ) = 纠1 一i 2c o s 2 w l - c o s 2 w ! - 吾c o s 4 旷) ( 2 - 3 2 )级数展开式为：v z ( 7 ) 2 寺【1 一i素c o s 4 ，j 由设计指标可知，西4 w 1 南c1 三2 二1 0 0 ，可以得出： 1 厂l l ，c ，o 3 7 l o h t f ，实际选取l r = 5 m h ，c ，= o 1 , u f 。 2 5 控制电路的设计 2 5 1 数字移相原理 欲实现移相控制，必须有合适的控制电路，例如u c 3 8 7 5 、u c 3 8 7 9 以 及m l ，4 8 1 8 等，但这些电路都是采用模拟电路来实现p i d 闭环控制，且移 相角度控制精度不高，所以本文设计了一一种数字移相控制电路，以便达 到移相角度精度高、速度快以及可以采用各种数字p i d 控制方法实现闭 环反馈控制“”。 图2 - 9 为本文提出的移相控制的实现方法，其中u 。为锯齿波载波信 号，j 和u 。2 为调制信号。其基本工作过程：载波信号和调制信号相交， 在交点处输出信号发生变化：当载波信号高于调制信号时，输出高电平； 当载波信号低于凋制信号时，输出低电平。图2 1 0 中，u l 和u 2 输出信号 便是u 。分别和u 。1 及u 。2 相作用的结果，由于移相控制的开关频率固定， 且输出信号占空比为5 0 ，因此将u l 和u 2 信号的上升沿作为触发信号， 西安理工大学硕士学位论文 进行二分频，则可以获得开关管sj 和s 4 的驱动信号，通过互补关系可以 获得s 2 和s 3 的驱动信号。 0 l j j一一 u m i r 2 角几r _广厂 ：l； ：i i： ；： 。 il !：广 一 ii i 一 i： ： 。 l 1 卜e 卜t s _ 一 若将调制信号u 。l 固定为一个很小的恒值，而u 。2 在u 。l 与非常接近 l 的数之帕j 变化，则可以实现移相角0 从接近o 。到接近1 8 0 。的变化。同 时可知，由u 。1 和u 。产生的信号为超前桥臂驱动信号，由u 。2 和u 。产生 的信号为滞后桥臂的驱动信号。由图2 - 1 0 可知： 载波信号： 虬= i 2 t “删 ( 2 3 3 ) 式中等螂掣孙砘”。为锯齿波电压的峰值， 调制信号： 堑：c “删 堑：x 甜删t ( c i 为趋于0 的常数)( 2 - 3 4 ) ( c i x c 。，c 2 为趋于1 的常数) 其中，c i 和c 2 的选择取决于载波信号的分辨率，以及控制电路响应 时问和抗干扰能力。 l u u s s s s 第2 章恒频移相l c c 谐振型d c d c 变换器的分析、设计与实现 由式( 2 - 3 3 ) 和( 23 4 ) 糟等 巧怨： 铲冬一 f 、：至善 。 2 式中1 和0 2 分别表示u 。l 、u 。2 与u 。的交点时州。 由式( 2 - 3 5 ) 和( 2 - 3 6 ) 得： 缸字4 2 嚣此缮： 窘= 扛一q ) 1 8 0 9 ( 2 - 3 5 ) ( 2 3 6 ) ( 2 3 7 ) ( 2 3 8 ) 2 5 2 移相电路设计 出 二数字信号处理器t m s 3 2 0 f 2 4 0 具有波形发生器功能，该波形发生 器霹以选择为瓣黉渡载波方式，馨疆环攀溺委诗数方式。另羚，黪u 。l 和u r n 2 的调制信号转化为数字量，分别装载到波形发生器的两路计数比较 器巾，则其中两路p w m 波的输出就是图2 - 9 中的u l 和u 2 信号。t m s 3 2 0 f 2 4 0 豹诗数对罚，为5 0 n s ，设镊凌没豹周黧为善e ( 移) ，赠一个键齿波瘸糕篱计 数时钟个数； ：堡堡：2 1 0 ，( 个) ( 2 3 9 ) 5 0 若。l c = 5 0 u s ，即载波频率f c = 2 0 k h z ，则n = 1 0 0 0 ( 个) 。由式( 2 - 3 9 ) 可得 移相角目的分辨率： 2 志1 8 0 9 却18 。 同理若t c = 5 u s 即f c = 2 0 0 k h z ，则n = 1 0 0 ( 个) ，移柏角目的分辨率： o l s r = 而1 1 8 。= i 8 由此可见，随着锯齿波周期的缩短，移相角分辨率逐步降低。但一 般情况下，由于移相控制用于中大功率场合，丌关管的开关频率不高于 西安理工大学硕士学位论文 1 0 0 k h z ，所以在这个开关频率范围内，该数字移相控制方法的精度还是 较高的。 具体实现电路如图2 一l o 所示。由数字信号处理器产生u l 和u 2 信号， 由7 4 l s 7 4 d 触发器构成二分频电路，电阻r 、电容c 和二极管d 构成同一 桥臂开关的死区时间形成电路。由图可知，当r c d 电路输入高电平时， 电容c 充电，达到一定电压时施密特反相触发器7 4 h c l 4 才发生电平翻转； 当r c d 电路输入低电平时，电容c 通过二极管迅速放电，施密特反相触 发器立即发生电平翻转。由此可见，该r c d 电路可以实现延时开通，瞬 时关断的目的，这样便可以形成防止桥臂短路的死区时间。 由7 4 l s 7 4 d 触发器构成的硬件二分频电路由于易受干扰，最后通过 改进，实现了软件二分频，达到可靠数字移相的功能。 系统控制框图如图2 一儿所示。 本系统在控制方法上采用经典的位置式p i d 算法实现闭环控制“”。 由图2 - 1 1 ，可以得到系统的p i d 控制框图，如图2 - 1 2 所示，其中u 。为 给定电压，u m 为输出反馈电压，m ( e ) 为输出电压转换比( 为移相角0 的 函数) 。 d 倒2 一l o 数字移相控制电路 第2 章恒频移相l c c 谐振型d c d c 变换器的分析、设计与实现 阁2 一1 1 系统控制方框幽 圈21 2p 1 0 控制腺理框图 2 5 3 输出电压检测回路 本系统所用电压霍尔传感器是磁补偿式霍尔电压传感器，具有隔