（电机与电器专业论文）混合励磁双凸极电机驱动控制技术研究.pdf

a b 吼r a c t a b s t r a c t d o u b l ys a l i e n tp e r m a n e n tm a g n e t ( d s p m ) m o t o r i san o v e lb r u s h l e s sm a c h i n eo fh i g h e f f i c i e n c ya n ds i g n i f i c a n tp o w e ro u t p u t ，w h i c hd e v e l o p e df r o mt h es w i t c h e dr e l u c t a n c e ( s r ) m o t o ri nr e c e n ty e a r s b a s e do nt h ed s p mm a c h i n e ，h y b r i de x c i t e dd o u b l ys a l i e n t ( h e d s ) m o t o rn o to n l yc o m b i n e st h em e r i t so fd s p mm o t o r , b u ta l s oo v e r c o m e st h es h o r t a g et h a tt h e o p e n - c i r c u i tf l u xd e n s i t yc a l ln o tb er e g u l a t e & h e n c e , t h ep o t e n t i a la p p l i c a t i o no fh e d s m o t o ri so f b r i g h tf u t u r e i nt h i st h e s i s ，o nt h eb a s i so ft h ef u n d a m e n t a l o p e r a t i o np r i n c i p l e a n dt h es t a t i c c h a r a c t e r i s t i c so f t h eh e d sm o t o r , af u l l y d i g i t a lc o n t r o l l e rw i t ht h ec o r eo f t m s 3 2 0 f 2 8 1 2i s d e s i g n e df i r s t l y t h e n ，t h es t e a d ya n dd y n a m i cp e r f o r m a n c eo f t h eh e d sm o t o r ( t h ee x c i t e d c u r r e n te q u a l sz e r o ) a r es t u d i e df r o mw i d ea s p e c t s ，l a y i n gaf o u n d a t i o nf o r t h ef u r t h e rr e s e a r c h a n dd e v e l o p m e n to f t h i sm a c h i n e t h em a i nf r u i t so f t h i st h e s i sa r ea sf o l l o w i n g s ： 1 t h es t e a d ya n dd y n a m i cs i m u l a t i o nm o d e l so ft h e1 2 8 一p o l eh e d sm o t o rb a s e do n m a t l a b s i m u l i n ka r eb u i l t t h es t e a d ya n dd y n a m i cs i m u l a t e dr e s u l t sa r eg i v e n ，i n c l u d i n gt h e p h a s ec u r r e n t s ，t h es p e e da n dt h eo u t p u tt o r q u e ，e t c 2 t or e d u c et h et o r q u er i p p l eo fr e d sm o t o r , am e t h o db a s e do nh a r m o n i cc u r r e n t s 屿e c t i o ni sp r o p o s e d f i r s t l y , a no b j e c tf u n c t i o no ff l e et o r q u e - r i p p l ei sd e r i v e d s e c o n d l y , t h e f o u r i e rt r a n s f o r ma n a l y s i so ft h ep h a s eb a c k e m fw a v e f o r mi sp e r f o r m e d t h e n t h e m o d i f i e dp h a s ec u r r e n te q u a t i o ni so b t a i n e dt or e a l i z ef r e et o r q u e - r i p p l e t h ee x p e r i m e n t a l r e s u l t ss h o wt h a tt h et o r q u er i p p l er a t i oc a nb er e d u c e df r o m8 3 t o2 8 ，v a l i d a t i n gt h e t h e o r e t i c a lp r e d i c t i o n s 3 a c c o r d i n gt ot h er e q u e s to f d i g i t a lc o n t r o l l e ra n dt h er e d sm o t o rc h a r a c t e r i s t i c s 。t h e p o w e rc o n v e r t e r , c u r r e n ts e n s o ra n dp o s i t i o ns e n s o ra r ed e s i g n e da n di m p l e m e n t e d t h e n ，t h e d e s i g nm e t h o do f b o t hh a r d w a r ea n ds o f t w a r eo f t h ev a r i a b l e s p e e dd r i v es y s t e ma r eg i v e n 4 o nt h eb a s i so ft h es p e e da n dc u r r e n tc o n t r o l l e r s ，as e r i e so fe x p e r i m e n t so nt h e s t e a d ya n dd y n a m i cp e r f o r m a n c e so f t h er e d sm o t o ra r ep e r f o r m e d t h er e s u l t si n d i c a t et h a t t h em o t o rd r i v es y s t e mi so fg o o dd y n a m i cr e s p o n s e ，a n dt h ed e s i g n e dd i g i t a lc o n t r o l l e rc a n s a t i s f yt h er e q u e s to f d r i v es y s t e mw e l l 5 t h ee f f i c i e n c ya n dt o r q u et os p e e dc h a r a c t e r i s t i c so fr e d sm o t o rd r i v es y s t e ma r e p e r f o r m e d k e y w o r d s ：h y b r i de x c i t e d , d o u b l ys a l i e n t , m o t o r , d r i v es y s t e m ，b a c k - e m f , t m s 3 2 0 f 2 8 1 2 东南大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究 成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发 表或撰写过的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用 过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明 并表示了谢意。 考，鸯 东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的 复印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内 容和纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可 以公布( 包括刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包括刊登) 授权东南大学研 究生院办理。 期： 第1 章绪论 1 1 课题的背景和意义 第1 章绪论 近二十多年来，由于各种新型永磁材料的出现，特别是八十年代初，日本和美国分 别研制成功了性能优良且价格低廉的第三代稀土永磁材料钕铁硼，有力地推动了永磁电 机的发展【“。 永磁电机转子上没有绕组，可在恶劣环境下高速运行；定子上没有励磁损耗，因此 效率较高，工作可靠，但永磁磁场调节困难限制了永磁电机的应用领域。因此将永磁与 电励磁有机结合，研究开发综合电励磁电机和永磁电机的优点，又能克服各自缺点的混 合励磁电机，从而最大限度地发挥两者的优势，成为目前十分迫切的研究课题。国内外 学者为之付出了很大的努力并取得了一些进展。 莫斯科航空学院巴拉古诺夫教授在1 9 8 8 年提出了并联式混合励磁同步发电机的结 构翻，如图1 1 所示。该电机的定子和普通同步电机相同，转子分为两部分，一部分为 永磁励磁，另一部分为电励磁。这种混合励磁发电机已经在移动电源方面获得初步应用。 s 极 励磁绕 支架 转子轴 圈1 - 1 混合励磁同步发电机结构图 日本学者t m i z u n o 博士等提出了轴向径向磁路混合励磁同步发电机p j ，如图 1 2 所示，该电机的定子电枢绕组为通常的三相对称绕组，定子铁心被定子环形直 流励磁绕组分成两段。这两段铁心由其外部的背轭( 用于轴向导磁的机壳) 在机械和 磁路上实现连接；转子也分成两部分：极端和s 极端，每极由同极性永磁和铁心 形成的中间极交错排列且两端的、s 永磁极及中间极也交错排列，转子铁心及转 轴间有一实心导磁套筒( 转子背轭) ，用于转予的轴向导磁。 可以看出，转子上永磁体产生的永磁磁场和定子上的电励磁绕组产生的电励磁磁场 在气隙中迭加，共同形成电机的主磁场。由于电励磁磁场的存在，使得气隙磁场不但可 调，而且调节范围很大。这种电机作为电动机，有很宽的恒功率调节范围。 东南大学硕士学位论文 图1 2 轴向雇向磁路混合励磁同步发电机 d s p m 电机( 图1 3 ) 是在开关磁阻( 图1 4 ) 电机基础上发展起来的一种新型高效 节能电机，它由t a l i p o 等人于1 9 9 2 年首先提出，并进行了初步的理论分析和实验研 究，研究表明，d s p m 电机有较高的功率密度和效率嗍。 图1 - 3d s p m 电机截面图图1 - 4 开关磁阻电机截面图 图1 5 为一种h e d s 电机，它是在d s p m 电机基础上演变而来的，保留了d s p m 电机的全部优点嘲。通过控制励磁电流的方向和大小，可以调节气隙磁场。 图1 - 5h e d s 电机截面图 图l - 6 轴向，径向i - i e d s 电机 图1 - 6 为另一种h e d s t 电机旧，区别于前面两种混合励磁电机，在电机端部放置电 励磁绕组，引入轴向电励磁磁场，永磁磁场为径向磁场，两者在气隙中实现磁场叠加。 电励磁轴向磁路不经过磁阻很大的永磁体，提高了电励磁利用效率，同样实现了用较小 2 第1 章绪论 的直流励磁磁势，获得较大的磁通调节范围。但由于轴向磁路的存在，定子背轭、转子 背轭一般需要采用导磁性能较好的电工纯铁提供良好的轴向导磁能力，结构较为复杂， 制造、安装困难。 图1 7 为一台三相1 2 8 极h e d s 电机的截面图，定、转子呈双凸极结构，转子上 无绕组、无永磁体，定子采用集中式绕组，空间相对齿上的线圈两两相连，两组线圈串 连或并联形成三相电枢绕组。定子轭部嵌入四块采用高性能钕铁硼( n d f e b ) 材料切向 冲磁的永磁体，形成电机气隙主磁场：与永磁体相邻的定子槽内放置电励磁绕组。为提 高电励磁的效率，实现较小的电励磁获得较大的磁场调节能力，电机结构中在永磁体与 电励磁绕组之间留有一定尺寸的铁心导磁桥【刀o a r c 一 图l 一71 2 8 极h e d s 电机截面图 比较图1 3 和图1 7 可以看出，1 2 8 极h e d s 电机和d s p m 电机结构非常相似。 初步的研究表明：由于励磁绕组的引入，使电机的一些特性较原来的d s p m 电机发生了 变化，相应的控制策略也较d s p m 电机复杂。仔细观察可以发现，h e d s 电机在原有 d s p m 电机基础上对定子的设计做了如下改变： 为了放置励磁绕组，h e d s 电机定子齿采用了非径向结构，且在定子轭部开了一个 导磁桥。结构上的变化导致了电机在机械特性和电气特性上都产生了相应的变化： 1 由于定子齿采用非径向结构，使得各相的空载反电动势不再对称，b 、c 相空 载反电动势相对a 相产生了畸变； 2 导磁桥的存在使定子成为一个整体，有效地增强了定子的机械强度； 3 可以通过励磁电流调节电机的磁场，提高转矩输出特性及调速范围。 利用永磁体漏磁，使导磁桥工作在相对饱和状态，通过饱和导磁桥尺寸的合理选择， 为电励磁绕组提供额外的并联磁分路，达到用较小的直流励磁磁势获得较大气隙磁通调 节范围的目的。 混合励磁电机较好地解决了永磁电机励磁调节困难以及电励磁电机效率低的问题， 在许多工业领域和航空航天、舰船等军事领域具有广阔的应用前景。混合励磁发电机既 可在飞机舰艇和车辆中作为独立的发电系统用，也可并网运行。混合励磁电动机适合于 作节能驱动使用，而其中的宽调速系统可以在电动车辆机床驱动和武器设备等高要求场 3 东南大学硕士学位论文 合应用，其优越技术性能是其它类型电机所不具备的，因此本项目的研究不仅具有重要 的理论意义，而且具有重要的工程应用价值【引。 1 2h e d s 电机的研究现状 南京航空航天大学的严仰光教授课题组也对混合励磁电机进行了初步研究，提 出了并联式f i e d s 电机，在结构上，定子部分采用与是d s p m 电机和电励磁双凸极 电机定子相同的两段定子构成，共享一个转子，结构较为简单直接，从原理上实现 了混合励磁，永磁部分电机与电励磁部分电机间用气隙或非磁性金属材料隔开一段 距离，这样可以减少永磁体与励磁绕组电流产生的沿着轴向的磁通的交链，减少两 部分电机的耦合，从而使两部分电机磁势建立的磁通互不关联。 东南大学的程明教授在国内最早对d s p m 电机进行了研究，并取得了一系列丰 硕的成果。h e d s 电机方面，课题组在原来d s p m 电机的基础上研究了又一种新型 h e d s 电机，试制了1 2 8 极的实验样机【9 】r i o ，如图1 7 所示，论文将针对该电机 进行深入研究。 1 3 本文研究的主要内容 h e d s 电机，作为新型定子永磁电机，对该电机及其驱动系统研究的内容十分丰富， 既可以对电机本体进行深入研究和分析，亦可对其驱动特性以及磁场调节特性进行研究。 h e d s 电机是在d s p m 电机结构基础上，通过引入辅助电励磁绕组，实现了电机气隙磁 场的灵活调节。为保持电机较高效率，h e d s 电机在要求输出大转矩和高速运行时电励 磁才起作用。因此研究h e d s 电机在电励磁电流为零的工作区内电机的特性具有很重要 的意义。本文将在分析h e d s 电机特性的基础上，从控制的角度出发，侧重于研究h e d s 电机在低速、励磁电流为零时的静动态性能、输出转矩及效率，具体内容如下： 第二章分析h e d s 电机的工作原理，研究其控制策略，并建立驱动系统的仿真模型。 第三章为减小电机的转矩脉动，首先确定目标函数，接着对反电动势进行频谱分析， 推导实现目标函数的电流表达式，然后设计转速和电流控制器。 第四章研究h e d s 电机驱动系统的实现，包括硬件和软件的设计。 第五章对h e d s 电机( 主要对励磁电流为零时) 的稳态性能、动态性能进行了较为全 面的研究，为h e d s 电机的进一步深入研究与开发奠定了基础。 第六章对全文总结。 4 第2 章混合励磁双凸极电机的控制理论基础及控制策略 第2 章混合励磁双凸极电机的控制理论基础及控制策略 当电励磁电流为零时，h e d s 电机的基本运行原理和d s p m 电机的原理相同。文献 【1 1 】中对d s p m 电机的运行机理做了详细的介绍，这里就不再赘述。 2 1 电机的数学模型及静态特性 建立电机的数学模型是性能分析和仿真的前提，这里直接利用机电能量转换的原理 得出h e d s 电机的数学模型。 h e d s 电机的磁链由永磁磁链、电枢反应磁链和励磁磁链三部分组成： 矿= l i + 死 2 - i 其中： l = l 正，= 工。三曲 k 厶 甜三曲 三p = 陛 工钟三矿 l kl 吁 工。 工矿 l kl i ，卅2 。 y m 妒。 o 电枢绕组的电压方程： 驴= 面+ d = 面+ r + 7 + 掘 ，。 = r 一+ 云+ ，+ 虿 其中，虿：! 肇国是电机空载旋转时永磁磁场在绕组中感应的电势，习惯上称其为空载 d f 反电动势。从公式可以看出，反电势的幅值和转速成正比，它可以看作是单位转速下磁 链对角度的变化率。反电势包含了电机的磁链变化率、转速、转矩脉动等重要的信息， 而且由转矩的表达式可以看出，反电动势的大小还反映了电机的机电能量转换能力。 h e d s 电机的功率方程为； j 7 驴= 7 7 面+ 7 7 d = ，7 面+ 彳7 云+ 7 7 j + 7 7 d ：f r 7 + 三尸堕，+ 歹r 巫+ 旦4 7 r 动 4 j zmmmj z 上式中，p r 代表铜耗，晏g 7 7 z 了) 对应磁场储能的增量，电机的输出功率不包含这 两部分。因此电机的转矩方程只包含由永磁磁链的变化和电感的变化所产生的转矩； 1，j、ii 0虬眈吩 东南大学硕士学位论文 r = 三2 7 7 堕d o ，+ 7 7 查d 生8 ：三k 屯 z 三。曲 h上6 阳上曲 l 自l m 掣 矿 l kl 时 三。 三矿 l kl f y 。 r 1di _ f ，“ + f 。bk i y 历i 。 为便于说明，以a 相为例，针冗具电慨卑寻矩： l7 1 2 万d l a 蝴等“等嘲等h 等 = 鲁+ 知等鼍1 k 2 丽d l a 蝴等心 = z 。+ + 乙 其中，l 。为永磁转矩，为电励磁转矩，z k 为磁阻转矩。 o 1 2 0 1 0 o 0 8 兽o o o 一0 0 4 o 0 2 o o o t h e t a ( m e c h d e g ) 图2 - 1 a 相绕组自感 o - 厂、人。 。t h e t ( m e c 。d e g ) v 图2 - 2a 相绕组自感对角度的变化率 0 0 8 r o 0 6 ，一一 o1 53 04 5 一0 0 8 t h e t a 佃e c h d e g ) 一0 1 图2 - 3 励磁绕组和a 相绕组的互感 图2 - 4 互感对角度的变化率 为了深刻理解上述几个分量，给出了电感及电感随角度变化率的波形，如图2 - 1 至 图2 - 4 所示。 首先看磁阻转矩分量圭e 石d l a ，因电流平方恒为正，结合图2 - 2 可知，磁阻转矩在 一个周期内平均值为零，它对电机的输出转矩没有贡献，影响的只是转矩脉动。 对励磁转矩来讲，由于兰等为正，如果给励磁绕组通入正向的电流，则励磁转矩 6 拍卸：2如。咱m删啪专； 罾口、王昌v-苗暑一曼_1)口 姑0 眈 0 0 叫咱咱 一铲p，昌宣)|一暑-11)墨jtl) 第2 章混合励磁双凸极电机的控制理论基础及控制镱略 分量在一个周期内均为正，因此励磁转矩对电机的输出转矩有所贡献：如果给励磁绕组 通以负的电流，则电机的输出转矩减小，在输出功率恒定的情况下，则可以拓宽电机的 调速范围，这实际上就是电机的弱磁升速控制。 2 2 控制策略 h e d s 电机的控制策略包含2 种基本控制模式【1 】即低速时的电流斩波控制和高速 时的角度位置控制。电机转速在基速以下时，由于反电动势和电抗均较小，绕组加压后 电流上升很快，需要对电流斩波限幅，以实现恒转矩运行，此时，可将控制绕组开关的 开通角和关断角固定，通过调节电流限幅值实现对转矩的控制。当转速在基速以上时， 绕组电流上升缓慢，甚至在尚未达到稳定值之前就要关断，因此，在每个导通区间内电 流无法再保持恒定，需要通过调节导通角来控制输出转矩，以实现恒功率运行。由于时 间的关系，论文只研究了低速时的斩波控制。 电流斩波的措施有多种【1 2 j ： 1 限制电流的上下幅值 在一个控制周期内，给定电流的最大值和最小值不变。当电枢绕组中的实际电流大 于设定的最大值时，关断相对应的功率器件。当续流电流衰减到设定的最小值时，开通 相对应的功率器件，如此反复。 2 功率器件的开关时间恒定 在这种方式下，电流设定值为一恒值，检测绕组实际电流的时间也恒定。当绕组中 的实际电流大于设定值时，关断相应的功率器件，否则，当绕组中的实际电流小于设定 值时，开通相应的功率器件。电流上升或下降的多少取决于绕组的电感、反电动势、转 速等因素，因此电流的上下限并不一致。 3 功率器件的开关时间恒定的条件下限制电流的上下幅值 给定电流的最大值和最小值不变，定周期地检测实际电流，当实际电流大于设定电 流的最大值时，关断相应的功率器件；当实际电流小于设定电流的最小值时，开通相应 的功率器件，否则，功率器件维持前一次状态不变。 以上几种方式，一般固定正负半周的开关角。实际中，如果用软件生成i g b t 的门 极控制信号，则电流控制是在定时器中断函数中实现的，而定时器中断的周期是固定的， 综合比较，论文采用最后一种方式。 2 3 电机的建模及仿真 2 3 1h e d s 电机的s i m u l i n k 模型 电机驱动系统不仅包含电机本体，还包括控制器及功率变换电路，m a t l a b 下的 7 东南大学硕士学位论文 s i m u l i n k 仿真平台提供了丰富的模块，因此目前较多地采用m a t l 曲作为仿真工具。 h e d s 电机属于定子永磁型电机，目前m a t l a b 仿真软件模型库中没有现成的h e d s 电机系统仿真模型。由于其反电势不是正弦，因此很难通过坐标变换把磁场分解为直轴 和交轴分量，从而利用m a t l a b 中现有的电机模型进行仿真分析，因此必须根据h e d s 电机的基本电磁特性，建立其非线性仿真模型。 由于h e d s 电机的电感不仅和转子的位置有关，而且和电枢电流的大小有关，即它 的电感具有很强的非线性，这是建立h e d s 电机仿真模型的难点。m a t a l b 下的s i m u l i n k 仿真平台提供了丰富的查表模块，结合其特点，先用a n s y s 软件计算出电机在不同的转子位 置、不同的电枢电流下电感的值，然后建立电感特性的表格，通过查表获得所需的电感值。 基于s i m u l i n k 的h e d s 电机非线性仿真模型如图2 5 所示吲。 图2 5h e d s 电机m a t l a b 仿真模型 该系统模型主要包括：电机本体模型、控制器模型和功率变换器模型。下面是建立 各种模型的具体方法。 l 电机本体模型： 2 1 在d s p m 电机数学模型的基础上，考虑电励磁，推导出了h e d s 电机的数学 模型，根据电压和转矩方程： = 兄+ 屯警+ k 百d i + 矿百d l 4 + 1 d c 厂p m 口 瓦= 丢等+ l 。万c l l 4 + 丝d o 可以建立电机的仿真。其中的难点在于构造各种电感和磁链对角度的导数。论文采用的 方法是： 电感：先用a n s y s 软件计算出电机在不同的转子位置、不同的电枢电流下电感的值， 然后建立电感特性的表格，通过查表获得所需的电感值。 磁链对角度的导数：仍然是通过a n s y s 软件计算出各点的磁链值，一个周期4 5 。机 8 第2 章混合励磁双凸极电机的控制理论基础及控制策略 械角度，对应4 5 个磁链值。由于用计算机直接求导数精确度太差，所以先计算磁链对 角度的差分，然后用差分后的数值建立表格，通过查表得到磁链对角度的变化率。 2 控制器模型： 下面是建立控制器模型时所需的各种信号的处理方法： 参考电流：稳态时，参考电流直接给定；动态时，通过转速误差信号经p i 调节器 计算出参考电流，经预处理之后作为电流斩波的上限和下限。驱动信号的产生不仅需要 参考电流，还需要各相电枢绕组电流和各相的转子位置。 转子位置：由给定转速珂可以计算出转子旋转的角度良由于1 2 8 极h e d s 电机运 行周期为4 5 * 机械角度，故计算出的转子角度要进行一个求余运算，使得转子的角度总 在0 0 4 5 0 之间，令求余之后的曰为a 相的转子位置，然后依次滞后1 5 。得到b 、c 相的 转子位置。 p w m 控制信号：根据参考电流和实际的电枢电流，通过滞环比较器得到控制脉冲， 然后和转子位置信号进行逻辑与，得到主开关器件的门极驱动信号。考虑到i g b t 的开 关频率限制，采用零阶保持器以2 0 k h z 的频率对电枢电流采样，然后与参考电流比较。 关于斩波控制，可以通过软件和硬件两种途径实现，具体在设计控制器时详细讨论。 3 功率变换器模型： 单相交流电通过不可控整流得到直流电压，然后经电容稳压，为后面的三相半桥逆 变电路提供稳定的直流电压输入，如图2 6 所示。 图2 石功率变换器结构 2 3 2 仿真结果 l 励磁电流为零时的电流和转矩 图2 7 至图2 - 9 给出了电机驱动系统在稳态情况下的电流、p w m 脉冲及输出转矩 的仿真结果，此时转速为8 0 0 r p m ，参考电流为5 a 。 9 东南大学硕士学位论文 8 6 i 2 蓦0 2 4 6 8 2 图2 _ 7 稳态下a 相电流 。乱5 盅 玑0 1 5 图2 - 8 对应的开关器件的门极控制信号 圈2 - 9 三相合成转矩 2 不同励磁电流对转矩的影响 图2 - 1 0 给出了转速为6 0 0r p m ，电枢电流幅值为4 安培，励磁电流分别为o a 和3 a 时的输出转矩曲线。为看得清楚，这里对转矩信号进行了低通滤波，截止频率为i k h z 。 通过比较可知，在相同的电枢电流下，增大励磁电流确实能够增大电机的输出转矩。 图2 - n 为不同的励磁电流下电机的空载转速，考虑到实际情况，这里用0 2 n m 的 负载转矩等效电机运行时的机械摩擦和风阻。负向励磁电流的引入，使电机的调速范围 从3 1 7 6r p m 拓展至4 6 6 0r p m 。 1 0 一 硼删川圳陌jmm小m 川i i i 山njiiiiiiiiiiiiiiumm_i硼引川山 l a 6 5 4 3 2 1 o =营重o e 邑0 第2 章混合励磁双凸极电机的控制理论基础及控制策略 2 4 小结 o 图7 - 1 0 不同励磁电流时的输出转矩 o 5l u m e ( s ) 1 5 2 图2 - 1 1 不同励磁电流时的输出转速 本章首先推导了电机的数学模型，通过对转矩表达式的分析，简要地介绍了混合励 磁电机在低速时能增大输出转矩，高速时能拓宽电机调速范围的原理；然后介绍了h e d s 电机常用的控制方式，建立了基于m a t l a b s i m u l i n k 的仿真模型，并给出了仿真结果。 0 们 目d | ) u 第3 章基于耳标函数的电流和速度反馈控制 3 1 引言 第3 章基于目标函数的电流和速度反馈控制 近年来，因为d s p m 电机较传统的交直流电机具有结构简单，损耗低，无刷等特性 而越来越多地受到人们的关注【1 4 1 。但是，由于其双凸极结构和电流换相引起不小的转矩 脉动，而转矩脉动会带来噪音、振动和转速的波动，这使其在很多工业应用领域受到制 约，比如用其来驱动电动汽车，就要求其加速时有较为平稳的转矩。由于h e d s 电机的 定转子均为凸极结构，因此在转矩脉动方面，面临着和d s p m 电机同样的问题。 一般来讲可以通过两种途径减小这种电机的转矩脉动【l j 。 第一种是从电机设计入手，增加定转子的极数。这种方法在一定程度上能较好的解 决问题，但它限制了电机的额定转速，从而限制了电机的应用领域。 另一种可行的方法是从控制入手，控制电机绕组的电流，但这对控制器的要求较高。 近年来功率电子器件的发展和高性能数字处理芯片的普及，再加上各种控制理论的不断 完善，为通过采用先进的控制算法实现减小电机转矩脉动奠定了坚实的物质基础。 文献 1 5 1 提供了一种简化的计算参考电流的方法，以实现电流跟踪，使转矩脉动最 小；文献【1 6 】中，采用了s p l i n e 函数建立电机转矩的数学模型，其中参数用自适应规律 估算得到。这种方法使得求转矩的反函数变得容易了。文献 1 7 贝l j 在一个完整模型的基 础上，计算出最优的参考电流值。文献 1 8 1 指出，针对某一种电机，存在一种理想的电 流波形，可使电机的转矩脉动最小，同时效率达到最高。 本章主要从减小电机转矩脉动的角度出发，通过采取适当的电流控制策略，使转矩 脉动达到最小。 3 2 目标函数的确定 首先给出转矩脉动的定义： = 气号 ，以 r m i n 3 - 2 为使转矩脉动最小，本章将以式3 - 2 为目标函数，研究满足目标函数的条件，以此 为基础导出理想电流表达式。 由第2 章式2 - 7 可知， = 孥+ 扣面d l a + 歹1 。2 面d l a 懈等峨 s - s 而 东南大学硕士学位论文 坐坐：生鱼。旦：鱼3 _ 4 d 8 d t d 8 其中，巳= d y ? 为电机的空载反电动势。 因此： 瓦= 屯卺+ 知等+ 三c 芒等等啦 ，一s 上式中的右端项分别代表a 相的永磁转矩、电励磁转矩和磁阻转矩。由于永磁转矩在数 量上占主要成分，因此这里只对永磁转矩产生的脉动进行分析，并使其脉动最小。由上 式可知，如果能减小电机的输出功率波动，则转矩脉动会随之减小，而转矩脉动的减小 又会使转速0 9 的波动减小，转矩脉动和转速的波动会形成正反馈，令： p 删= 3 = 6 其中，勺为某一相的空载反电动势，f ，为通入某一相电枢绕组中的电流，p 删为电机 的准输出功率。因此目标函数最终转化为： 星篓二旦墨! 一曲 p 挈i 为满足上式，需对进行分析，导出理想电流的表达式，对电流进行精确的控制。 3 3 对空载反电动势的分析 甘2 ) i 竹 v ( 甜s h 州e e t ( 1 ) 1 咖c h l 丽1 0 0v vhm m s s 3 - 7 图3 1 兰相空载反电动势 由图1 7 可以看出，h e d s 电机由于引入了励磁绕组，使得三相定子绕组的齿不再 对称，这里规定靠近永磁体的两相为b 、c 相，中间的一相为a 相。图3 ，l 中，1 、2 、 3 通道分别对应a 、b 、c 相的空载反电动势。 文献 5 】中指出，永磁无刷直流电机( b l d c m ) 的转矩控制均可以通过一个自由函数 o e r e e f u n c t i o n ) 来实现，通过选择合适的自由函数，可以使电机的转矩脉动达到最小，同 时使电机的铜耗最小。这里结合控制芯片d s p 2 8 1 2 ，选择采用反电动势的傅立叶级数作 为自由函数，对电机的转矩进行控制。 第3 章基于目标函数的电流和速度反馈控制 1 4 职 l o o ： 6 4 2 o0j 匝珂 翮圆圆艮 谐波分量 图3 - 2 反电动势分解后的各次谐波幅值 叵西固 鍪拥 ：2 谨 铡一s u ； 旷刖筐 9 l 一 表3 - 1 反电动势傅立叶分析结果 由傅立叶分解的结果可知：各相反电动势谐波含量较大，主要集中在3 、4 、5 、7 次。由于各相反电动势不对称，且每相反电动势的正负半周期也不对称，如果把这些不 对称全考虑在内，则推导出的电流表达式非常复杂，这是对处理器很大的挑战。通过仿 真比较，最终选择1 、3 、5 、7 次谐波分量。由后面的计算可知，3 次谐波实际不起作用； 没有选择4 次谐波是因为它的存在会使电流波形产生较严重的不对称，由于电机本身的 一些特性，使得有4 次谐波在内的电流很难被跟踪，也就是实际电流很难跟踪参考电流 1 4 m m警。翦匕 东南大学硕士学位论文 的变化。 3 4 理想电流的计算 由于所选的各次谐波含量的幅值基本相等，这里取3 次、5 次和7 次谐波的幅值分 别为基波的5 6 6 、1 3 和4 ，因此三相的空载反电动势可写成如下形式： l e o = 局s i n # + 岛s i n 3 0 + e s i n 5 0 + 易s i n 7 0 = 乓s i n ( o + 2 ，r 3 ) + 马s i n 3 0 + 乓s i n ( 5 0 - 2 x 3 ) + 局s i n t t o + 2 r r 3 ) 3 - 8 k = 巨s i n ( o 一2 x 3 ) + 岛s i n 3 0 + 乓s i n ( 5 0 + 2 ，r 3 ) + z 7s i n ( t e - 2 ，r 3 ) 令各相电流表达式如下： i i o = i is i n 0 + 1 3s i n 3 0 + ，s i n 5 0 + 1 7s i n 7 0 = i is i n ( 0 + 2 ，r 3 ) + 1 3s i n 3 0 + 1 5s i n ( 5 0 - 2 ，r 3 ) + 1 7s i n ( 7 0 + 2 7 r 3 ) 3 - 9 i = ，ls i n ( o 一2 ，r 3 ) + 1 3s i n 3 0 + 1 5s i n ( 5 0 + 2 7 t 3 ) + 1 7s m ( 7 0 2 x 3 ) 式3 - 9 中，各次电流幅值待定。 因此准输出功率为( 为书写方便，以下用p 表示准输出功率) ： p = p 。+ p 6 + p 。= 巳屯+ 十e a 3 - l o 令：p 4 = p 。+ p 。， 其中，p 。代表a 相准输出功率的独立项，p 南代表交叉项。 通过一系列的推导计算，得出三相准输出功率表达式如下( 详细推导过程见附录a ) ： p 2p i 十p ” = 3 ( e l ，i + e 5 ，5 + e 7 1 7 ) 2 + 3 e 3 1 3s i n 23 0 + 昙( 4 1 7 一爿l ，) c o s 6 0 一詈4 ，7c o s l 2 0 由前面空载反电动势频谱分析结果可知，如果令：e = e 则，e 3 = - 5 6 6 e ，e 5 = 一1 3 e ，e 7 = 4 e 令：i 、= i ，i ，= o t l ，i s = 皿，1 1 = 诅 由p 的表达式可知，要使准输出功率脉动最小，只需令 i 马，3 = - 5 6 6 a 癌i = 0 4 7 一a 1 5 = ( ，一4 - p + 1 3 ) e i = 0 【a 5 7 = ( 一1 3 r - 4 f 1 ) e l = 0 化简得：口= 0 ，= 7 ，= - 2 。 代入电流表达式，最终有： 3 - 1 l 3 - 1 2 l i a = i s i n 0 + 0 0 7 1 s i n 5 0 0 0 2 s i n 7 口 = i s i n ( 0 + 2 7 r 3 ) + o 0 7 1 s i n ( 5 0 - 2 ，r 3 ) - 0 0 2 1 s i n ( 7 0 + 2 z r 3 ) 3 - 1 3 【i c = i s m ( o 一2 ，r 3 ) + o 0 7 1 s m ( 5 0 + 2 ，r 3 ) - 0 0 2 1 s i n ( 7 0 - 2 ，r 3 ) 第3 章基于目标函数的电流和速度反馈控制 p = p i + p ，= 3 ( e l i l + e 5 i5 + e 1 1 1 ) 2 3 - 1 4 三相电流是对称的，此时a 相电流波形如下： j 2 j t thetaf r a e 3 图3 - 4 a 相理想电流 注：前面计算电流表达式是在基波电流幅值为1 的情况下进行的，这里称图3 4 所示的电流为电流 的标幺值。 3 5 控制器的设计 整个控制系统主要包括转速控制器、转矩控制器、电流控制器和角度控制器。由于 论文没有研究电机在高速时的运行情况，因此没有具体设计角度控制器，只是在仿真模 型的基础上事先计算出优化的正负半周期开通和关断角度。 由于转矩是转子位置、电枢电流、励磁电流等的函数，一般情况下，无法直接得到 电机的输出转矩，但转子位置、电枢电流和励磁电流都可以很方便的计算或测量得到， 因此在实际操作时，通常在程序中利用事先计算好的转矩和上述参量的关系制作一个表 格，通过查表得到电机的转矩输出。但这样做相当于把离线计算的转矩作为电机的实际 输出转矩，不免存在较大的误差。 通过大量的仿真分析，发现在开关角固定的情况下，输出转矩和电枢电流近似为线 性关系，因此直接把转速控制器和转矩控制器合二为一，通过转速控制器直接得到参考 电流信号。 考虑到上述因素，论文主要研究转速和电流控制器的设计。 3 5 1 转速控制器 转速控制器的主要功能是根据当前转速及转速误差信号通过调节算法计算出参考 电流信号。为了确定控制器的类型，首先研究转速误差和转矩的关系1 9 】： 电机的转矩方程为： t ：乃+ b w + ，掣 3 - 1 5 。 出 r ：电机的电磁转矩 正：负载转矩 1 6 lvv 5 l 5 0 v ) 一 呻 1 东南大学硕士学位论文 b ：转矩摩擦系数 当系统工作在稳态时， r 2 瓦+ b 国 3 - 1 6 否则，转矩的变化量和转速的变化量相当： a t = b 事+ j 旦竺3 1 7 竹 假设采样周期为，如果采样周期足够小，则可以认为在相邻两次采样之间，转速是不 变的，上式可简化为： a t = 二3 1 8 了： 其中，堡d r 等 由于参考电流和参考转矩成正比关系，因此转速控制器可以用一个比例调节器实 现，但如果只用比例调节，难以消除稳态误差，所以最终采用比例积分调节器实现，形 式如下： a t = ( 五。+ 生) 3 - 1 9 这样，就可以通过调节比例、积分系数来改变系统闭环极点的位置，调整系统响应的超 调量、上升时间、静态误差等指标，从而提高转速控制器的性能。 由于微处理器是离散的系统，积分在离散系统中是通过累加实现的。实验发现，当 微处理器实现大数据，比如转速的累加时，很容易出现数据溢出，因此考虑用增量式的 p i 调节来实现。增量式p i 调节原理如下【2 0 】： 令转速控制器的第k 次输出为及囝，则及动和甄抖1 ) 的表达式分别为： r ( 七) = k p p ( 七) + 七，“o 3 - 2 0 r ( 七+ 1 ) = k p e ( k + 1 ) + k f “d 3 - 2 1 令两式相减，得 r ( k + 1 ) 一r c k ) = k p 【“七+ 1 ) 一d ) 】+ k 1 p ( 七+ 1 ) 3 - 2 2 其中，e c k ) ；刀一一( 七) 为第k 次的转速误差 e ( k + 1 ) = 刀一胛 + 1 ) 为第肛1 的转速误差 把两次误差表达式代入上式，得增量式p i 调节器的表达式如下； r ( k + 1 ) = r ( 七) + k 。【胛( 露) 一n ( k + 1 ) l + k ，【甩一栉( 七+ 1 ) 】 3 - 2 3 3 5 2 电流控制器 2 2 中分析了各种电流控制方法的优缺点，并指出在功率器件的开关时间恒定条件 下限制电流的上下限幅值是一种较为理想的措施，因此采用这种措施设计电流控制器。 第3 章基于目标函数的电流和速度反馈控制 结合上述分析，论文采用如图3 5 所示形式的控制框图。 3 6 小结 图3 - 5 驱动系统结构图 本章针对减小电机的转矩脉动，首先确定了相应的目标函数，接着对反电动势进行 了频谱分析，导出了实现目标函数的电流表达式，最后设计了转速和电流控制器。 第4 章混合励磁双凸极电机驱动系统的软硬件设计与实现 第4 章混合励磁双凸极电机驱动系统的软硬件设计与实现 混合励磁电机驱动系统由电机、传感器、控制器和功率变换电路组成，驱动系统的 设计和电机的特性有密切的关系。设计驱动系统时应该在深刻理解电机特性的基础上， 首先明确控制系统的要求，然后选择合适的微处理器、传感器和功率开关器件。由于 h e d s 电机的控制方式和d s p m 电机的控制方式有很大的相似之处，因此本章将在