（电力电子与电力传动专业论文）阻抗源逆变器的新型控制策略研究.pdf

a b s t r a c t r e s e a r c hs t a t u so nt h ezs o u r c ei n v e r t e ra n ds o m ec o n t r o is t r a t e g i e sa r e r e v i e w e di nc h a p t e rlf i r s t a na b n o r m a lo p e r a t i n gs t a t eo ft h et r a d i t i o n a lzs o u r c ei n v e r t e ri sa n a l y z e di n c h a p t e r2 ，a n dt h ec a u s e sa n dt h ed r a w b a c ko f t h es t a t ei sd i s c u s s e di nd e t a i l i no r d e r t oo v e r c o m et h ed r a w b a c ko ft h et r a d i t i o n a lz5 r ) u r c , ei n v e g e r ，am o d i f i e dzs o u r c e i n v e r t e ri si n t r o d u c e d t h ep r i n c i p l eo ft h em o d i f i e dzs o u r c ei n v e r t e ri sp r e s e n t e d 1 1 l e v a l i d i t yo ft h em o d i f i e dzs o u r c ei n v e r t e ri sv e r i f i e db vs i m u l a t i o na n d e x p e r i m e n tr e s u l t s t h ed cl i n k c l o s e l o o pc o n t r o l 蛐a t e g yo fzs o u r c ei n v e r t e ri sp r e s e n t e di n c h a p t e r3 a tf i r s t as m a l l - s i g n a lm o d e lo fzs o u r c ei n v e r t e rd cl i n ki sp r o p o s e d t h e nt h ec l o s el o o pc o n t r o lc i r c u i td e s i g n so fb o t ht h ezs o u r c ec a p a c i t o rv o l t a g ea n d t h ei n p u tv o l t a g ep e a ka r ep r e s e n t e di nd e t a i l s i m u l a t i o na n de x p e r i m e n tr e s u l t s v e r i 毋t h ev a l i d i t yo ft h ep r o p o s e dc l o s el o o pc o n t r o ls t r a t e g y i nc h a p t e r4 ，t h eo u t p u tv o l t a g ec o n t r o ls t r a t e g yo ft h ezs o u r c ei n v e g e ri s p r e s e n t e d a tf i r s t 。t l em o d e l i n go ft h ei n v e r t e rp a r ti si n t r o d u c e d a t i e rt h a t t h e c o n t r o is t r a t e g yo ft h et r a d i t i o n a lv o l t a g es o u r c ei n v e r t e ri si n t r o d u c e d t h e n t h e i n s t a n t a n e o u sv o l t a g ef e e d b a c kc o n t r o lc i r c u i to ft h ezs o u r c ei n v e r t e rw i t ha ni n n e r l o o po ft h eo u t p u tf i l t e ri n d u c t o rc u r r e n t ( d o u b l ec l o s el o o p ) i sd e s i g n e d t h ev a l i d i t y o ft h ed o u b l ec l o s el o o pc o n t r o ls t r a t e ：g yi sv e r i f i e db ys i m u l a t i o na n de x p e r i m e n t r e s u l t s i nc h a p t e r5 ，s o m en e wh a r d w a r et e c h n i q u e sa d o p t e di na2 0 k wp r o t o t y p ea r e p r e s e n t e d t h i sc h a p t e rf o c u s e so nt h ea u x i l i a r yp o w e rs u p p l yd e s i g n ，t h ed r i v ea n d p r o t e c t i o nc i r c u i td e s i g n s ，a n dt h e3 ds t r u c t u r ed e s i g no f t h ep r o t o t y p e a tl a s t , t h er e s e a r c hw o r ko ft h i st h e s i si ss u m m a r i z e da n dt h ef u t u r er e s e a r c h t a s k sa r eg i v e n k e y w o r d ：zs o u r c ei n v e r t e r , t h ec l o s el o o pc o n t r o lo fd cl i n k , t h eo u tp u tv o l t a g e c o n t r o l ，3 ds t r u c t u r ed e s i g n v 第一章绪论 1 1 背景 当今的d c a c 的功率变换技术基于两种传统的逆变器拓扑：电压源型和电 流源型逆变器。电压源型逆变器和电流源型逆变器存在着一些概念上和理论上的 局限性和障碍，在许多应用场合会造成电力电子装置造价高，效率低。 直流电压源【三相逆变器 净 lii 供给套崭西 p 图1 1 传统的电压型逆变器电路结构 载 载 图1 2 传统的电流型逆变器电路结构 图1 1 示出了传统的三相电压型逆变器原理的电路结构。对于d c a c 逆变器， 一个直流电压源向逆变器主电路三相逆变桥供电，将直流电能变换为交流电 能，供给交流负载。这里直流电压源通常是由直流电能供电的直流电容器、燃料 电池堆、或二极管整流器。电压源逆变器应用十分广泛，但是存在下列概念上和 理论上的不足和局限性： 1 其交流负载只能是电感性或不得不串联电抗器，如图1 1 中虚线所示， 以保证电压源逆变器能够正常工作。 2 其交流输出电压被5 e , r j 只能低于而不能超过直流母线电压，因此，对于 d c a c 功率变换，电压源逆变器是一种降压式逆变器。这样对于直流电 压较低，同时又需要较高的交流输出电压的d c a c 功率变换应用场合， 则不得不加一个额外的d c d c 升压式变换器。这些额外的功率变换器级 不但增加了系统的成本，而且降低了变换效率。 3 电压型逆变器的每个桥臂的上、下器件不能直通短路，否则会损坏器件， 引起系统崩溃。因此它的抗电磁干扰的能力较差，影响了它们的可靠性。 图i 2 示出了传统的三相电流源变换器原理的电路结构。对于d c a c 变换 器，一个直流电流源为逆变器主电路三相逆变桥供电，通过其将直流电能转 换为交流电能向交流负载供电。这里的直流电流源通常是一个电感量相对较大的 电抗器，由电池、燃料电池堆、二极管整流器或晶闸管整流器等电压源供电。同 电压源逆交器一样，电流源逆变器存在下列概念上和理论上的局限性和不足： 1 其交流负载不得不为电容性，或必需并联电容，以保证电流源逆变器能 够正常工作。 2 其交流输出电压只能高于为直流电感供电的直流电压，或者说，所产生 的直流电压总是低于交流输入电压。因此，对于d c a c 功率变换来说， 电流源逆变器是一个升压型逆变器。因此对于需要宽电压范围的应用场 合，需要一个额外的d c d c 降压式变换器。这个额外的功率变换级增 加了系统成本，降低了变换效率。 3 电流型逆变器的逆变桥不能开通断路，否则会损坏器件，引起系统崩溃。 由此它的抗电磁干扰的能力较差，影响了它们的可靠性。 4 电流源逆变器的主开关必须阻断反向电压，因此，需要串联二极管和高 速、高性能晶体管，如绝缘栅双极型晶体管( i g b t ) 配合使用。这阻碍了 低成本、高性能的i g b t 模块和集成功率模块的直接应用。 综上所述，电压源逆变器和电流源逆变器存在下述共同的缺陷； 1 它们或是升压型，或是降歪型变换器，而不可能是升降压型变换器。也 就是说，它们可得到的输出电压范围是有限的，或低于、或高于输入电压。 2 它们抗电磁干扰的能力较差，影响了它们的可靠性。 1 2 阻抗源功率变换器的提出 阻抗源逆变器【l 】有效地克服了上述传统电压源和电流源逆变器的不足，同 时可以得到一些传统电压源和电流源逆变器所无法得到的新特性。 图1 3 所示为阻抗源逆变器的一般拓扑结构。其中的z 网络由两个相同的电 2 感l l 、l 2 和相同的电容器c l 、c 2 接成x 形构成，它将逆变器和直流电源或负 载耦合在一起。阻抗源逆变器可以开路和短路运行，这为变流器主电路根据需要 升压或降压提供了一种新的机制。z 网络的应用为电源、主电路和负载提供了下 列巨大的灵活性： 图1 3 阻抗源逆变器基本拓扑 阻抗源逆变器的电源既可为电压源，也可为电流源。因此，与传统的电压源 和电流源逆变器不同，阻抗源逆变器的直流电源可以为任意的，如电池、二极管 整流器、晶闸管变流器、燃料电池堆、电感、电容器或它们的组合。 ， 阻抗源逆变器的主电路既可为传统的电压源的形式，也可为传统的电流源的 形式。阻抗源逆变器所采用的开关可以是开关器件和二极管的组合。即可以是如 图1 1 中所示传统电压源逆变器的反并联组合，也可以是图1 2 所示的传统电流 源逆变器的串联组合。 如前述，由于阻抗源逆变器用独特的x 型l 、c 网络代替了传统的电压源逆 变器中的直流链电容器和电流源逆变器中的直流电抗器，阻抗源逆变器的直流输 入端可以是电压源形式也可以是电流源形式，而主逆变桥即可以采用和电压型逆 变器相同也可以和电流源逆变器相同的三相逆变桥。本文主要是研究电压模式阻 抗源逆变器，后文将出现的阻抗源逆变器除非特别说明均指电压模式的阻抗源逆 变器。 相比传统的电压型逆变器，阻抗源逆变器的优点具有以下优点： 1 ) 逆变桥臂上下功率器件可直通而不会烧毁器件。由于独特的z 网络的存 在，在直通期间能够使逆变桥臂功率器件的电流的上升得到控制，从而可控制其 值在功率器件可以承受的范围之内。因此，阻抗源逆变器不会因逆变桥臂的误触 发而遭到损毁。 3 2 ) 输出电压在系统不附加升压环节的情况下仍可比输入电压高。传统的电 压源型逆变器是降压型逆变器，而阻抗源逆变器由于可直通，并可利用直通的升 压作用，对逆变桥的输入电压进行升压。因此，阻抗源逆变器不必在a c d c 之 后附加一个升压环节就能有较高的输出电压。具体的升压原理在后续章节讨论。 阻抗源逆变器控制策略研究现状如下节所述。 1 3 阻抗源逆变器控制策略的国内外研究现状 1 3 1 阻抗源逆变器的基本原理 图1 4 给出了阻抗源逆变器直流测的基本等效工作电路。该阻抗源逆变器的最大 特点是可以实现直接升降压功能。图1 5 ( a ) 、分别给出了阻抗源逆变器两个基 本工作状态时直流端的等效电路。图1 5 0 ) 表示阻抗源逆变器工作在传统逆变状 态，相应的图1 5 ( b ) 则表示阻抗源逆变器工作在直通状态。传统的电压源逆变器 一共有八个基本工作状态，即6 个有效状态和2 个零矢量状态，而阻抗源逆变器 则有一个独特的工作状态，即直通零矢量状态，意思是逆变器的上、下桥臂短路。 这个状态在传统的电压源逆变器中是不允许的。而阻抗源逆变器正是利用这个状 态来实现b o o s t 功能的。这样一个直通零矢量状态可以通过以下七种方式来实现： 任一个桥臂直通、任选三个桥臂中的二个桥臂直通或三个桥臂同时直通。 图1 4 阻抗源逆变器直流测等效电路 图1 5( a ) 传统工作状态等效电路( b ) 直通工作状态等效电路 4 可以看出正是由于有了这样一个直通零状态和与其相对应的七个实现方法 的存在使得阻抗源逆变器的控制和传统的电压源逆变器有很大的不同。图1 6 是 逆变桥p n 端电压”的波形图。 鼯“_ j l _ “- j 乙_ 冈n 厂 n 阿 图1 6 逆变桥p n 端电压v 的波形图。是直通信号。 经过推导可以得： = b k k = i i 一- 2 d d i ( 。= ( 1 一d ) 占圪 定义阻抗源逆变器的升压因子 b ：三：l ：l _ 1 一f o 1 - 2 垒1 - 2 d i t o 为每个开关周期的直通时间，为正常状态的时间，t 为开关周期。 直通零矢量占空比d ，以下简称直通占空比： d ：鱼 逆变器输出相电压的峰值可以表示为 u 删嘶薹，。为调制因子 b 譬一g 孚 定义增益因子 g = 所b 式( 1 7 ) 表明：通过选择一个合适的增益因子g ，输出电压可以升高和降低。 1 3 2 阻抗源逆变器的升压控制策略 ( 1 - 1 ) ( 1 - - 2 ) ( 1 3 ) ( 1 4 ) ( 1 - 5 ) ( 1 6 ) ( i - 7 ) 1 3 2 1 简单升压控制 1 在这种控制方法下，直通零矢量被平均的分在所有传统零矢量中，并且它们 的位置都是固定的，在传统零矢量的正中间。图1 7 为实现简单控制的时序图。 v p v n s b 。 s b d s c 。 s 即 s b n 譬 下 直通零矢量 图1 7 简单控制的时序图 图1 8 简单升压控制方式原理 图1 8 给出了这种简单的控制方式的示意图，它是在传统的正弦p w m 调制中， 采用一个等于或大于三相参考电压峰值的直流电压来控制直通占空比。阻抗源逆 变器保持6 个有效状态不变，和传统的正弦p w m 调制一样。对于这种简单的升压 控制来说，当调制因数m 增大时，可以得到的直通占空比减小。这种简单的升 压控制的最大的直通占空比被限制于( 1 一m ) ，因而在调制因数为1 时，最大的 直通占空比为0 。图1 9 加粗的线条示出了可得到的最大的电压增益m b 关于肘 的关系曲线，从中可以看出在m = 1 时电压没有升高并且电压增益为0 。阴影的 区域是在这种简单控制方式下可能的工作区。为了产生高电压增益的输出电压， 需要采用小的调制因数。然而，小的调制因数导致器件的电压应力更大。根据( 卜6 ) 和( 1 - 7 ) ，定义电压增益g 为： 矿矿矿nj； 尉肼； g ：坳：生：j l 圪2 2 m - i 对于任意期望的电压增益g ，可以采用的最大调制因数为： 肘= 丽g 飘一 卜 鳓i 飘 鬻黼i 鹪鬻鏊卜 i ， 鬃鬻鬻黧器鬻蕊 ( 1 - 8 ) ( 1 - 9 ) 1 3 2 2 最大升压比控制【2 】 在这种控制方法下，所有的传统零矢量都变成了直通零矢量。图l o 为实现 最大升压比控制的原理图。对于阻抗源逆变器的控制来说，在保证得到期望的电 压增益的前提下，怎样能够减少器件的电压应力变得非常重要。如前所述，电压 增益定义为 扭，加在开关上的电压应力为丑兄，因此，在任意给定的电压增益 下，为了减少电压应力，不得不减少b 而增大m ，使二者的乘积为期望值。另 一方面，在任意给定的调制因数下，应使b 最大来得到最大的电压增益。因此， 从式( 卜3 ) ，必须使直通占空比尽可能的大。 这种控制方式和传统的载波p 删控制方式非常类似。其基本思想是：保持六 个有效状态不变而使所有的零状态变成直通零状态。因而对于任意给定的调制因 数m 我们可以得到最大的t o 和b ，而不会使输出波形发生畸变。 推导得升压因子b ： 肚毒2 赤 n 1 应用这种控制模式，电压增益可以由调制因数膨来确定。 矧孓、；! | !舀 r 酌 f p 懈、单黝1 5 暇6 f 螺 、虬 ；ll r n 一 m u n卜_九 n 。iuf伫 1n 图1 1 0 最大升压比控制原理图 图i 1 1 电压增益与调制因数 f 的关系曲线 堡：坳：兰丝( 1 - 1 1 ) 圪2 3 4 3 m 一7 t 电压增益关于m 的曲线由图l i1 1 的粗线来描述。图中阴影的部分是可能的 工作区。如图i i i 所示，当m 减小时，输出电压增大。当m 到达3 4 3 时， 输出电压增大到无穷大。 1 3 2 3 三次谐波注入法【2 】 三次谐波注入法通常应用于三相逆变器系统来增大调制因数范围。这里我们 也可以采用这种方法来增大肘的范围，以增大系统的电压增益范围。这种控制 方式的原理示于图1 1 2 。它的工作原理和前面的方式是一样的，仅有的不同是 调制波改变了。在这种控制方式下，当采用1 6 三次谐波插入方式时，可以得到 最大的调制因数为m = 2 ；。推导可得 b = i i = 3 x 3 m l - n l 一2 量 r ( i - 1 2 ) 旦v 0 1 2 = 坳= 翥急7 ( 1 _ 1 3 ) 3 3 m 一 ” 对于相同的调制因数，这里的电压增益和前述的最大升压比控制方式相同。 电压增益关于调制因数的关系曲线如图1 1 3 所示，从中我们可以看出随着调制 因数的增大，可能的工作区也扩大了。从( 卜1 1 ) 和( i - i 3 ) 可以看出，两种控制方 式具有相同的电压增益和调制因数的关系。 图1 1 2 三次谐波注入控制原理图 图i 1 3 电压增益与调制因数 彳的关系曲线 本文主要内容有： 第二章主要介绍传统阻抗源逆变器存在的一些特殊问题，及其拓扑上的改进。 第三章主要介绍阻抗源逆变器的直流母线侧电压控制策略 9 第四章主要介绍阻抗源逆变器的输出电压控制策略。 第五章主要介绍2 0 k v a 阻抗源逆变器的样机设计 第六章对本文进行总结和展望。 第二章阻抗源逆变器非正常工作状态及拓扑改进 2 1 阻抗源逆变器非正常工作状态分析 图2 1 传统阻抗源逆变器原理图 在图2 1 中的传统阻抗源逆变器有如图2 2 所示的两个基本的等效工作状态： 直通状态和非直通状态j 。其中非直通状态的具体工作情况和传统的电压源逆变 器相同，丽直通状态发生在传统工作模式的零状态里面，对逆变器的输出电压和 输出电流没有影响。只是通过加入直通零状态来升高直流链电压以得到相应的所 需输出电压。 一一 +一+一 (田( 图2 2 阻抗源逆变器两个基本的等效工作状态：( 直通状态；( 6 ) 非直通状态。 1 3 1 节的分析是基于输a - - 极管电流连续( c c m ) 的基础之上。即： 。= 屯l + t 。= 屯。+ ( t ：一) = 2 i l 一 0 ( 2 一1 ) 要保证输入二极管d 7 电流连续( c c m ) ，电感电流的最小值必须大于直流链电流 的一半，可得到 t 。- - s 。o 一丢虬，宰 ( 2 2 ) 么= 半，虬= 嚣和小( 2 - 3 ) 式中： t 。：电感电流最小值；l u , ：电感电流的直流分量； a ：电感电流高频分量的峰峰值； 一：逆变桥直流链电流最大值； ：输出交流线电压峰值；k ：输出交流线电流峰值； m ：逆变器调制因子； d o ：直通占空比； 口= v ( 1 2 d o ) ：升压因子： z ：开关频率； c o s 舻：负载功率因数；：z - 源网络电感值； l z i ：等效负载值。 系统必须满足式( 3 卸的边界条件【3 1 。 l f , m ( - m b c o s 矿一1 ) d 0 ( 1 一o o ) l z i ( 2 - 4 ) _ 由武( 1 4 ) 可得，在负载一定的情况下，要使d 7 工作在c c m 模式下，z 源 网络电感必须得足够大。较小的z 源网络电感或者较轻的负载都能够破坏边界 条件( 1 - 4 ) ，使d 7 进入d c m 模式。从而出现如图2 3 所示的直流链电压畸变( 非正 常工作状态) ，继而影响到逆变器输出的交流电压。 图2 3 直流链电压畸变 d 7 反向截至后的电路工作模式详述如下【5 1 ： 【模式a 】：在传统的6 个有效状态时，电感电流的下降到等于逆变器直流链电流 的半时，流过二极管的电流下降到零，二极管反向关断。其工作原理如图2 4 ( a ) 。逆变桥的输入电压为： = 一吒 ( 2 5 ) 可以看出逆变桥输入电压吃由d 7 工作在连续时的= 2 一吆变成式 ( 2 5 ) 。由于在有效状态时逆变桥输入电流是一个缓慢增长的电流，并且有 1 2 = 2 i l ( 2 6 ) 所以砭为正，但其幅值与z 网络电感电流的增长率有关。因此，与d 7 处在 c c m 模式相比，逆变桥输入电压将会出现电压跌落，跌落值为： a v = 圪+ 圪一圪( 2 7 ) 【模式b 】：其工作情况如图2 4 ( b ) 。逆变器工作在零状态下，由于输k - - 极管d 7 反偏关断，此时，z 一源网络和电源和负载隔离开来。此时逆变桥的输入电压为： = 吃 ( 2 8 ) 同样逆变器的输入电压也会出现电压跌落，其值为： a v = k 一( 2 9 ) 一鉴 ( i ) 模式a( b ) 模式b ( c ) 梗式c 图2 4 非正常工作模式 【模式c 】：其工作情况如图2 4 ( c ) 。传统零状态过后，逆变器又进入了有效状态， 此时，电感电流下降到小于逆变器直流链电流的一半，逆变器进入续流阶段。逆 变桥同一桥臂开关管的体二极管导通，直流链电压被嵌到零。相当于在本该是传 统有效状态的时段出现了附加的直通状态，从而将逆变桥的输入电压比预期的电 压值更高。 以上三种模式的出现导致逆变桥输入电压的畸变，如图2 3 。 2 2 阻抗源逆变器的拓扑改进 2 2 1 改进后的阻抗源逆变器和其工作模式 鉴于实际应用中对系统体积、成本、重量的考虑，阻抗源逆变器的电感越小 越好，这与2 1 节中逆变器正常工作的边界条件形成了矛盾( 为了保证非正常工作 模式不出现，z 源网络的电感值越大越好) 。同时，逆变器负载的变化对非正常 工作状态的影响很大，很难满足式( 2 4 ) 边界条件对负载的要求。轻载运行时不可 避免的将出现非正常工作状态，直流链电压畸变，输出交流电压畸变、谐波增大， 性能变差。 为了完全解决掉非正常工作状态带来的影响，提出了阻抗源逆变器的拓扑改 进。为了实现直流输入侧电流的双向流动，用可控开关管s w ，代替了二极管，考 虑到电源的电流不能倒流，增加了电源例的二极管d 7 ，同时增加了输入侧电容c r a l 提供反向电流的回路p 1 。具体请见图2 5 。 图2 5 改进型阻抗源逆变器主电路图 图2 6 为改进型阻抗源逆变器可能出现的7 种工作模式。在用文献 1 】所述的 简单升压方法来控制电路时，在个开关周期内，共有如图2 6 所示的7 种工作 模式【5 】o 【模式1 1 ：逆变器工作在传统的零状态；没有输出电流( i = o ) ，电源和输入侧电 容( c ) 给z 一网络电容( c l 和c 2 ) 充电。 【模式2 】：逆变器在其中的一个有效状态下，电感电流满足如下的不等式 ”o p ：1 i ， ( 2 - 1 0 ) 因此，开关管体二极管导通，电源和输入侧电容c 共同给逆变器供电，z 网络 电容( c i 和c 2 ) 处在充电状态。 【模式3 l ：随着电感电流i l 的持续减小，z 一源网络的电容开始给负载供电。z 一源 1 4 网络的输入电流、输出电流和电感电流依然满足不等式2 1 0 所示的关系。 【模式4 j ：在模式3 的末端，电感电流下降到逆变器电流的一半以下( i l = i 。2 ) 。打 开开关管s w 7 ，使得输入电流可以反向流动。此时z 网络的输入电流、输出电 流和电感电流具有不等式( 2 1 1 ) 所示的关系 o ，o 2 l ( 2 1 1 ) 与传统阻抗源逆变器相比，改进后的阻抗源逆变器在电感电流出现式( 2 1 1 ) 的情况时，逆变桥的输入电压没有电压跌落。其原因是s w 7 在有效矢量下保持开 通，从而给逆交器输入电流提供额外的一条通路，并使z 网络前的电压箝位于 v i n ( 假设输入电容c 中电压可以近似的认为是v j i i ) 。 这就是改进后的阻抗源逆变器能防止电压跌落的主要原因。 【模式s j ：z - n 络电感电流继续下降，到模式4 的末端，电感电流下降到零，继而 反向，此时，开关管s w 7 处于开通状态 i h v o ) ，二极管反偏关断，同时开关管s w 7 也处于关断状态，z 网络 电容给电感充电。直通状态有如图2 6 ( g ) 所示的两种形式： 图2 6 ( 甙1 ) ) ：当电感电流为负时，开始直通。由于电感上的电流不能突变， 逆变桥开关管的续流二极管全部导通。直流链电压被二极管钳位。 图2 6 q ( 2 ) ) ：当电感电流为正时，开始直通。这是传统阻抗源逆变器的直通 状态。 模式1 ( c ) 横式3 ( e ) 模式5 ( 6 ) 模式2 d ) 模式4 ( 1 ) 模式6 骨豳t 母嚣 ( 1 )( 2 ) ( g ) 模式7 图2 6 改进型阻抗源逆变器的几种可能的工作模式 综合以上分析，在改进型阻抗源逆变器中，由图2 6 中的工作模式4 和模式 5 代替了图2 5 中阻抗源逆变器的模式a 和模式c ，由图2 6 中的模式6 代替了 图2 5 中的模式b 。从而有效的避免了阻抗源逆变器在轻载或小电感时出现的三 种特殊的非正常工作状态，保证电路工作正常。 2 2 2 改进拓扑中电路各部分电压关系 2 2 2 1 开关管s w ，的控制策略 图2 7 所示为直通信号和开关管s w ，驱动信号的关系。通过分析上述电路的 1 6 工作状态，我们得出在直通状态发生时，开关管s w v 处于关断状态；为了得到 所需的输入电流l i ( 正电流或负电流) 以保证z 网络输出电流( i l + i c ) 不小于负载 电流的一半( i l + i c = 1 2i i ) ，在逆变桥处于非直通状态时，开关管s w ，工作在导通 状态。也就是说，开关管s w 7 的驱动信号和逆变桥的直通信号为互补关系。 酬 1 v o m jh 一一 s 。i 厂 厂 厂 厂 厂 图2 7 开关管s w ，驱动信号的产生 图2 8 是以开环s p w m 控制的阻抗源逆变器为例，说明改进后的阻抗源逆变器 的基本控制原理： 图2 8 开环s p w m 控制的改进型阻抗源逆变器的控制原理图。 2 2 2 2 等效电路和各部分电压的关系 图2 6 所示的7 种状态是从电流角度来分析的。如果只考虑电路各部分的电 压关系的话，可以把7 种状态归纳如图2 9 所示的两种基本工作模式。从电压关 系的角度来分析，本文所述的改进型阻抗源逆变器的工作模式和文献【1 】所述的 传统阻抗源逆变器工作模式相同一没有上文所述的三种特殊的工作模式。也就是 说，单从电路各部分的电压关系来考虑的话，改进型阻抗源逆变器在z 网络小 电感并且负载变化范围很大的情况下，各部分电压之间的关系和传统的阻抗源逆 变器正常状态时各部分的关系完全相同，即： l = 2 = = 两1 - o o 吒和t 。；1 = 兰酝 式中： d a 是直通占空比 屯是逆变器输出交流相电压的最大值 k 是直流链电压 豳t 躲 童 ( 直通模式 ( 2 - 1 3 ) ( 非直通模式 图2 9 从电压角度归纳的改进型阻抗源逆变器等效的两个基本模式 2 2 2 3 开关管的电流应力 因为高频载波电流是三角波，所以可以得到电感电流的直流分量为 么2 警 ( 2 1 4 ) 逆变桥开关管的最大电流应力出现在电路工作在直通状态时，所以电流应力 可表示为 乙= 2 i l = 2 ( 么+ a ，l1 2 ) = 2 ( 万a c - c o s + ；獗v c - 0 0 ) ( 2 - 1 5 ) 式( 2 1 5 ) 可以计算出基于任何控制算法的改进型z 源逆变桥的开关管电流应力 1 6 。在文献【1 】所述的简单控制下，逆变桥开关管的电流应力可表示为 1 8 乙= 知k + m l l 2 ) = 焉产+ 嚣( 2 - 1 6 ) 逆变器开关管s w ，体二极管的电流应力为 = 2 ( 也+ 地2 ) = 半十导身( 2 - 1 7 ) 在设计电路参数( z - n 络电感的设计、开关管的选择等) 时，必须满足式( 2 1 7 ) 这个限制条件。 2 3 仿真与实验结果 图2 1 0 所示为传统阻抗源逆变器和改进型阻抗源逆变器在轻载小电感工作 环境下的比较。由2 1 0 ( a ) ，( b ) 可以看到由于输入二极管的电流断续，使得直流 链电压有明显的畸变，而改进型阻抗源逆变器输入侧电流可以双向流动，特殊的 工作模式抑制了直流链电压畸变。图2 1 0 ( c ) 为直流链电压畸变对逆变器输出电 压的影响，传统阻抗源逆变器输出交流电压波形有畸变，改进型阻抗源逆变器的 输出电压更加接近正弦波。从低频角度( 宏观) 来看，传统阻抗源逆变器二极管断 续电流引起直流链电压畸变且发散，系统不稳定。如图2 1 0 ( d ) 所示。 图2 1 1 为在实验室l ok w 样机上做的实验验证。可以看到实验结果和理论 分析以及仿真结果完全一致。验证了理论的正确性。 2 0 0 童 o o - 1 0 o 1o k 一 己 o o ( 田传统阻抗源逆变器流过二极管的电流和直流链电压 1 9 1 0 0 s0 0 - ，0 o 7 5 0 0 5 0 0 o 2 5 d 如 o o 0 1 5 7 8 t ( s ) o - 1 5 8 q 1 5 8 2 ( 改进型阻抗源逆变器流过二极管的电流和直流链电压 2 5 0 0 岂o 0 - 2 5 0 0 5 0 o r n ( c ) 逆变器交流输出电压比较， o 。 f ( s ) 0 1 5 上图为传统阻抗源逆变器， 0 2 下图为改进型阻抗源逆变器 8 0 00 6 0 00 4 0 0o 2 0 0 。 0 0 5 0 0 m0 10 , 1 5 0 20 2 50 3 t ( ” ( d ) 从低频角度观测的直流链电压，上为传统阻抗源逆变器，下为改进型阻抗源逆变器 图2 1 0 传统阻抗源逆变器和改进型阻抗源逆变器在轻载小电感工作环境下的比较 0 0 o 呦 。 珊 一 ) 0 滕统阻抗源逆变器电感电流和直流链电压) 改进型阻抗源逆变器电感电流和直流链 r 了1r l 一1 l 卜_ l 一 鲁i j 曼： i 卜二o 吒g ：_ _ | i l争 | 古； ： j o ； ：； 洲+ 1 州砸一抛御耐s 舳耐一一豁1 鲫一。f ”“缸蛳，v f 。 ( c ) 传统阻抗源逆变器电容电容和输入电源 改进型阻抗源逆变器电容电容和输入电源 ( 0 直流链电压和输出交流电压( 传统)( ，) 直流链电压和输出交流电压( 改进型) t 肛2 0 4 4 l l | iin i i n ii | | i i - i l | j i _ i - lj _ l 一一 l ” 褂埘辩譬诤 “m _ c 融峙v a l v o 2 1 l t 4f 2 2 抖并3 4 并t 甜 h * c _ s v a h 2g 2 r s 裂 篇= 裟 = 裟= i i = 燃淼淼 输出交流电压谐波有效值( 传统)伪) 输出交流电压谐波有效值( 改进型) 图2 1 1 在轻载小电感工作环境下的实验波形 2 4 本章小结 通过详细分析传统阻抗源逆交器的工作状态，推导出与z - 源网络电感值和负 载有直接关系的非正常工作状态的边界条件。可以通过增大z 塬网络电感值来 抑制非正常状态的发生，但该方法对负载变化较大的场合并不适用。由于按照非 正常工作状态的边界条件，当负载接近空载时，要保证不发生非正常工作状态， z - 源网络电感值几近于无穷大，根本不可能实现。鉴于此，提出了能完全消除 非正常工作状态的改进型阻抗源逆变器，该逆变器同样能够应用于传统阻抗源逆 变器的所有应用场合( 燃料电池和光伏发电系统等) 。具有设计简单，性能优良， 完全消除了直流链电压畸变的能力。得到了理想的交流输出电压，减少了交流电 压谐波含量。 需要特别指出的是本文研究的阻抗源逆变器都是基于改进后的阻抗源逆变 器，以下各章节如无特殊声明的阻抗源逆变器均指改进后的阻抗源逆变器。 第三章z 网络的动态模型及其直流链电压的控制研究 由上一章的分析可以看出由于阻抗源逆变器用独特的x 型l 、c 网络代替了 传统的电压源逆变器中的直流链电容器和电流源逆变器中的直流电抗器，阻抗源 逆变器的直流输入端可以是电压源形式也可以是电流源形式，而主逆变桥即可以 采用和电压型逆变器相同也可以和电流源逆变器相同的三相逆变桥。本文主要是 研究电压模式阻抗源逆变器。 本章主要研究z 网络绘系统动态响应方面带来的影响。当电源电压波动范 围较大，z 网络输出直流链电压在开环控制情况下波动也很大。继而影响到逆变 器输出交流电压的性能。考虑到在大多数应用中，逆变器还是以开环控制为主， 如果能够得到较恒定的直流链电压，那么逆变器输出交流电压性能将得到大幅度 的改善。 直流链闭环控制能够提高系统的给定跟踪能力和抗干扰能力，引入直流链升 压电路的闭环控制能够得到恒定的直流链电压，同时提高了系统的抗电源波动和 负载电流变化的能力。 3 1z 源网络的动态模型 3 1 iz 源网络小信号建模 为了研究阻抗源逆变器的动态性能，建立了z 网络的小信号模型 7 8 引。在 推导过程中，考虑了电感的寄生电阻( ，吃) 和电容的串联电阻( 焉，足) 。在直通 状态时，z 源电容中的能量转换成z 源电感的电磁能量，状态方程可表示为； 式中： = = 4 - ( r + r ) l i l l 一1 c 0 00 o0 i l l k i i l 2 v 2 + 且盼 0 0 oo - ( r + r 1 l 1 l l c0 县= ( 3 - 1 ) 其中：表示微分算子d 函，= r 2 = ，厶= 厶= l ，c l = c 2 = c 和r = 是= r 。 在非直通状态时，直流电源给z 一源电容和输出交流负载供电，同时，电感也通 过负载迸行放电，使直流链电压最大值具有升压的功能。状态方程为： 4 = k l 2 心2 = 4 + 岛( 2 ) 0一l 三 l c 0 - ( r + r ) 工0 oo ，岛= 、 lr | l 0 - 1 c 、| lr f l 0 - 1 c 噻t 一k 1 一p 7 一 屯2 屯2 直通状态p ) 非直通模式 图3 1 阻抗源逆变器的两个等效电路 使用状态空间平均法对z 网络进行建模，z 网络的大信号方程如下 纷 n a n a 疗 = a n n n 亚 其中a = 氏4 + d 1 4 ，b = 蟊e + d ，垦。 其中： r ：z 源网络电容的等效串联电阻 ，： z _ 源网络电感的寄生电阻 k ：负载电流 厶：z 一源网络电感电流 三，c ：z 源网络电感和电容值 硫：直通占空比 k ：z _ 源网络输入电压 静态工作点为： ( 3 - 2 ) 0 - 3 ) ，。l l o o o 一 【 棚。眦 足 k ( ，、 口 + a = d 0 4 + d 。4 ，b = d 0 且+ d l 岛，0 = a + 口 d o 为静态工作点的直通占空比，d i = l d o 为非直通状态的占空比； t = 毛：= 为z 网络电感电流静态工作值；= k ：= k 为z 网络电容电压静态 工作值；为z 网络前直流电压；。为负载电流的静态工作值。解上述方程即 可得出和k 。 令x = 圪 一( 岂 0 4 ) 为了得到小信号模型，对平均模型中的状态变量进行小信号扰动，把含有扰 动量的状态变量( d o + 幺，l + 乏，k + 吃，圪+ 屯，k + 乙) 代入方程( 3 3 ) ， 利用扰动法求解小信号线性动态方程如下： = a + 占眨 + 【( 4 叫州且吲嗽( 3 - 6 ) 对上式进行拉氏变换得到： ( s e 一一) x ( s ) = 口“o ) + ( 4 4 ) 爿+ ( 旦一岛) u 乩o ) ( 3 7 ) 式中e 为四阶单位阵，x ( s 1 = t ( s ) ( s ) 。( j ) 咋2s ) “( j ) = 于是有： x ( s ) = ( 业一爿) - 1 b “0 ) + ( 4 4 ) x + ( 置一垦) 【， ( s ) ) v c ( j ) = ( 1 - ) o t ) ( 1 - 一2 ) o ) ( 曲+ ( 1 - d o ) ( 1 - 2 d o 了) r - l s + ( r + r ) i i o o a ( j ) + 坠盈型三盥毕丝墨丛生坚血诽。) 。罐 屯( s ) = 尘孝丝删+ 幽型坐型u 鲋 陆9 1 + ：! 丝二丘二盟! ：；d 型幽d o ( 。) 在式( 3 - 8 ) 中分别令( j ) = 0 ，乙( s ) = o ，得到控制至玉源网络电容电压的传递函 数为： 兰盟：! ! = ! 堡! ! ! 肇二生二丝型! ! 互趔二! 生! ! 拿墨丛( 3 1 0 ) 以( 5 ) j 2 l c + ( r + r ) c s + ( 1 2 ) o ) 2 n n n n n n n x 电压n 厶源网络电容电压和负载电流至z 一源网络电容电压的 传递函数分别为： 谢= 死瓦( 1 而- d o 万) ( 1 - 2 丽d o ) ( 3 - 1 1 ) ( s ) s 2 三c + ( r + r ) c s + ( 1 2 d 0 ) 2 1盟：一(1-do)(i-2do)r-ls+(r+r) ( 3 1 2 ) l ( s ) j 2 l c + ( r + r ) 。c s + ( 1 2 d o ) 。 由式( 3 9 ) 可以得到控制至z 源【叫络电感电流的传递函数、输入电压至z - n n 络 电感电流的传递函数和负载电流至z 一源网络电感电流的传递函数分别为 世：里：! 丝二当二坠2 ：! 二( k 二! 趔掣 ( 3 - 1 3 ) 以( s ) k = s 2 l c + ( r + ，) c s + ( 1 2 0 0 ) 2 立盟： ： ! ! 二堡2 ： 。 ( 3 1 4 ) 圪( j ) k = 5 2 l c + ( r4 - ，) c s + 0 2 “， 垒(!：一(1-do)crs+(1-2do) ( 3 1 5 ) l 删( s ) k = j 2 工c + ( r + r ) c j + ( 1 2 1 ) o ) 。 式( 3 1 0 ) 可以简化为： =妥=瓦vn(1-而2do)丽-i,(r+r)-魂11,l厂s ( 3 - 1 6 ) 式中：k 。= 2 一一r ，o ，五- = 2 l 一厶。 1 ， 图3 2 直流链电压( 逆变器输入直流电压) 直流链电压的波形如图3 2 所示，由于直通零状态的加入，直流链电压呈 方波。鉴于直通零状态加在传统零状态中间，对逆变器输出没有任何影响。逆变 器的输出电压和电流完全取决于直流链电压最大值。 应用状态平均法得： c = ( i - 磊) ( 3 - 1 7 ) 并且由图3 1 可得z 网络电感上的平均电压方程： = 一 = 0 ( 3 1 8 ) 将式( 3 - 1 7 ) 带入( 3 1 8 ) 得 2 丢等 ( 3 - 2 。) 同理，弓i a - , j 、信号扰动= + 允，屹= k + 圪，磊= d o + 巍，得到了控 制一至一直流链电压最大值的小信号传递函数。 肇：l 肇+ l d o1 一d od o1 一d o