（通信与信息系统专业论文）ofdm无线传输系统中的同步技术.pdf

摘要 本文介绍了无线通信的发展现状，阐述了正交频分复用( 0 f d m ) 的传输原理和 o f d m 同步技术实现方案。以多载波调制的同步接收理论为基础，重点对o f d m 接收机方案中载波频率偏移、符号定时偏移和采样钟偏移进行了原理分析，提出 了改进算法。同时也介绍了m i m o o f d m 系统中的同步技术，包括m i m o o f d m 帧同步和载波频率同步，并提出了改进的前导序列生成方法。通过m a t l a b 进行仿 真，并对o f d m 同步提出了一套基于f p g a 实现的设计方案，最后完成了电路的 q u a n u s 仿真和f p g a 硬件电路的实现。通过调试，整个方案工作性能达到预期目 的。 关键字：正交频分复用( o f d m ) 符号定时偏移载波频率偏移采样钟偏移 多输入多输出( m i m 0 ) a b s t r a c t b a s e do na i lo v e i e wo fw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o n ，t 1 1 i sp a p e r p r c s e n t st 1 1 em e o r yo f m u l t i c a i e rm o d u l a t i o n o f d mt e c l l t l o l o g ya n d0 f d ms y l l c l 购n i z a t i o ns c h e m e o n t l l eb a s i so fs y n c t l r o n i z a t i o nt h e o r yi nm u l t i c a r r i e rm o d u l a t i o n ，i ta n a l y z e st h em e t h o d o f 疔e q u e n c y - o f r s e t ，s y m b d lt i m i n gr e c o v e r ya n ds a m p l i n gc l o c ko 丘e te s t i m a t i o ni n p d n c i p l e i ka 1 9 0 r i t h mo fm i m o o f d ms y n c h r o l l i z a t i o ni sa l s op r 印o s e dw i t l l i m p r o v e d幽i 1 1 i n gs e q u e n c e si n c l u d i f l g鲍m es y n c 啪n i z a n o na i l d f r e q u e n c y s y n c h r 0 i l i z a t i o n s i m u l a t i o no fs o m ea l g o r i 也m sw i mm a u a bh a sb e e nd o n ea i l da d e s i g 珏s c h e m eo fo f d ms y n c h r o l l i z a t i o nb a s e do nf p g ai sp r o p o s e d 。t k sp a p e ra l s o m a k e sas i m u l a t i o no fc i r c u i t sw i t hq u a n u sa n di m p l e m e n to fh a r d w a r er e a l i t yw i t h f p g a k e y w o r d s ：0 r t h o g o 腑lf r e q u e n c yd i v i s i o nm u l t i p l 旺i n g ( o f d m ) s y m b o l t i m i n gr e c o v e r yf r e q u e n c y - o f f s e t s a m p i i n gc i o c ko f f s e tm u l t i p l ei n p u t m u j t i p j eo n 蛔u “m i m 0 ) y 8 5 9 0 8 1 西安电子科技大学 学位论文独创性( 或创新性) 声明 秉承学校严谨的学分和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在 导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标 注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成 果；也不包含为获得西安电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的 材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中做了明确的说 明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切的法律责任。 本人签名：日期 孤。2 、巧 西安电子科技大学 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究 生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。学校有权保 留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全部或部分内 容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。同时本人保证，毕业后 结合学位论文研究课题再攥写的文章一律署名单位为西安电子科技大学。 ( 保密的论文在解密后遵守此规定) 本学位论文属于保密，在一年解密后适用本授权书。 本人签名：监叁 铷签名：蕴些 日期竺6 ：兰堕 日期五型：兰：垄 第一章绪论 第一章绪论 移动电话的出现使人们能够随时随地进行实时语音通信，因特网的普及更使 人们体验到准实时的语音、视频等宽带多媒体业务的好处，而能够在任何时间、 任何地点进行实时宽带多媒体通信则是人们对无线通信寄予的美好希望，同时也 是科技工作者今后的工作目标。 1 1 无线通信的发展 1 9 0 1 年马克尼使用8 0 0 k h z 中波信号进行了从英国到北美纽芬兰的世界上第 一次横跨大西洋的无线电波的通信试验，开创了人类无线通信的新纪元。无线通 信初期，人们使用长波及中波来通信。2 0 世纪2 0 年代初人们发现了短波通信，直 到2 0 世纪6 0 年代卫星通信的兴起，它一直是国际远距离通信的主要手段，并且 对目前的应急和军事通信仍然很重要。而2 0 世纪8 0 年代末出现的陆地移动通信 系统则完全满足了人们这种随时随地“无线”沟通的迫切需求。第一代模拟移动 通信系统，它仅提供了语音服务，不久第二代数字式移动通信系统( 如欧洲的g s m ) 也很快投入了商用，为人们提供了更多更完善的服务。现在，适应移动数据和移 动多媒体运作需要的第三代移动通信已经兴起。各大通信厂商纷纷参与了第三代 移动标准的制定。其全球标准化及相应的融合工作、样机研制及现场试验工作在 快速推进。 无线通信正经历着飞速发展，无线和网络已经改变着一切，无线系统正在取 代有线系统，而成为主导的通信技术。截止到2 0 0 0 年，无线用户的增长速度已经 超过了有线用户的增长速度，“因特网+ 无线”正成为人们办公的主流趋势。未来 无线宽带通信技术发展的主要趋势是宽带化、分组化、综合化、个人化，主要特 点体现为以下几个方面： ( 1 ) 宽带化是通信信息技术发展的重要方向之一。随着光纤传输技术以及高 通透量网络节点的进一步发展，有线网络的宽带化正在世界范围内全面展开，而 无线通信技术也正在朝着无线接入宽带化的方向演进。 ( 2 ) 核心网络综合化，接入网络多样化。未来信息网络的结构模式将向核心 网接入网转变，网络的分组化和宽带化，使在同一核心网络上综合传送多种业务 信息成为可能。 ( 3 ) 信息个人化是下世纪初信息业进一步发展的主要方向之一。而移动i p 正是实现未来信息个人化的重要技术手段，移动智能网技术与i p 技术的组合将进 o f d m 无线传输系统中的同步技术 一步推动全球个人通信的趋势。 ( 4 ) 移动通信网络结构正在经历一场深刻的变革，随着网络中数据业务量主 导地位的形成，现有电路交换网络向i p 网络过渡的趋势已不可阻挡，i p 技术将成 为未来网络的核心关键技术。 虽然3 g 标准之争进行得如火如荼，但是基于对未来多媒体的通信需求，第四 代移动通信系统的登场便是希望能够提供更大的频宽需求及更高质量的通信服 务。第四代与第三代移动通信系统相同，都是为未来无线通信服务的，将多媒体 包括语音、数据、影像等大量信息透过宽频的信道高速传送出去。从移动通信系 统数据传输速率作比较，第一代模拟系统仅提供语音服务；第二代数字式移动通 信系统传输速率也只有9 6 k b p s ，最高可达3 2 k b p s ，如g s m ；而第三代移动通信 系统数据传输速率可达到2 m b p s ；专家预估，第四代移动通信系统可以达到2 m b p s 至1 5 5 m b p s 之间。 但是无线衰落信道也是通信中最复杂的信道。因为除去有线信道中也有的干 扰外，无线信道更易受干扰的影响。在无线信号的传播途中会有各种各样的障碍 物使信号产生多径效应、阴影效应、散射和衍射产生衰落，信号也会受到地形的 影响。此外天气的变化也会对无线信号构成慢衰落。当移动站处于高速移动的状 态下信号还会产生多普勒频移效应，而所有的这些因素又会因为移动站或反射物 的移动而快速变化。移动信道中多径的产生主要是因为庞大建筑物对信号的反射 造成的。多径信号不但显著的分散了信号的能量，使移动站接收到的信号能量仅 是发射信号能量的一部分。并且因为多径信号到达移动所传输的路径不同和到达 时间的不同，而造成相位的不同。这样多径信号之间就会产生相互相减的效应， 造成极其严重的衰落现象，使信号的信噪比严重下降，影响接收效果。 另外，如果是宽带通信，信号的频谱较宽，还会发生频率选择性衰落。这主 要是因为针对不同的多径情况，不同频率产生的衰落深度也不同，造成有的频率 分量完全被多径抵消掉。当然多径又是不可缺少的，因为当移动站移动到大型建 筑物后面，进入信号阴影区的时候，无线信号只能通过反射到达移动站，并以此 来保证话音的连续性。所以对多径一定要加以利用，而非消除。 正交频分复用( o f d m ) 系统由于其抗多径衰落和噪声能力相当强、频谱利用率 高、适合高速数据传输等性能，日益受到人们的关注，已经成为第四代移动通信 的首选方案。 1 20 f d m 技术的发展 正交频分复用是一种多载波数字调制技术，它最早起源于2 0 世纪5 0 年代中 期，在6 0 年代就已经形成了使用并行数据传输和频分复用的概念。o f d m 技术的 第一章绪论 应用可以追溯到本世纪6 0 年代，主要用于军用高频通信系统例如k i n e p l e x ， a n d e f t 和k a l h r y n ，但是一个o f d m 系统的结构非常复杂从而限制了其进一 步推广。直到7 0 年代人们提出了采用离散傅立叶变换来实现多个载波的调制简化 了系统结构使得o h ) m 技术更趋于实用化。1 9 7 0 年1 月首次公开发表了有关 o f d m 的专利。1 9 7 1 年，w j i n s t e m 和e b e r t 把离散傅立叶变换( d f t ) 应用到并行传 输系统中，作为调制和解调过程的一部分。这样在完成f d m 的过程中，可以完全 依靠执行快速傅立叶变换( f f t ) 的硬件来实施。 自2 0 世纪8 0 年代以来，o f d m 己经在数字音频广播a b ) 、数字视频广播 ( d v b ) 、基于i e e e 8 0 2 1l 标准的无线本地局域网( w l a n ) 以及有线电话网上基于现 有铜双绞线的非对称高比特率数字用户线技术( 例如a s d l ) 中得到了应用。欧洲的 d a b 系统使用静就是o f d m 调制技术，试验系统己在运行很快吸引了大量听众， 它明显地改替了移动中接收无线广播的效果。用予d a b 的成套芯片的开发正在一 项欧洲发展项目中进行，它将使o f d m 接收机的价格大大降低，市场前景非常看 好。其中大都利用了o f d m 可以有效地消除信号多径传播所造成的符号问干扰( i s i ) 这一特征m 。 2 0 世纪9 0 年代以来，世晃各国电信市场相继开放，电信运营主体向多元化方 向发展，电信竞争的焦点也由长途骨干网转为本地接入。宽带无线接入凭借其组 网快速灵活、运营维护方便以及成本较低等竞争优势成为市场热点。而 w l a n ( w i r e l e s sl o c a la r e an e t w o r k ，无线局域网) 作为一种宽带无线数据接入技 术，是计算机网络与无线通信技术相结合的产物。它不受电缆束缚，可移动，能 解决因有线网布线困难等带来的问题，并且组网灵活，扩容方便，与多种网络标 准兼容，应用广泛等优点，愈来愈受到重视。0 f d m 技术作为宽带无线接入系统 的基本实现技术之一，成为w l a n 的核心技术必将是未来趋势0 1 。 o f d m 系统存在如下的主要优点： ( 1 ) o f d m 系统可以有效地减小无线信道的时间弥散所带来的i s i ，这样就 减小了接收机内均衡的复杂度，有时甚至不采用均衡器，仅通过采用插入循环前 缀的方法消除i s i 的不利影响。 ( 2 ) o f d m 系统由于各个子载波之间存在正交性，允许子信道的频谱相互重 叠，因此与常规的频分复用系统相比。o f d m 系统可以最大限度地利用频谱资源。 ( 3 ) 各个子信道中的这种正交调制和解调可以采用i f f t 和f f t 方法实现。 采用数字信号处理( d s p ) 技术和f f t 快速算法，简化电路设计。 ( 4 ) 无线数据业务一般都存在非对称性，而o f d m 系统可以很容易地通过使 用不同数量的子载波来实现上行和下行链路中不同的传输速率。 ( 5 ) o f d m 系统可以在某种程度上抵抗窄带干扰，同时可以通过动态比特分 配以及动态子信道分配的方法，充分利用信噪比较高的子信道，从而提高系统的 o f d m 无线传输系统中的同步技术 性能。1 。 但是0 f d m 系统内由于存在多个正交子载波，而且其输出信号是多个子信道 信号的叠加，因此与单载波系统相比，存在以下问题： ( 1 ) 存在较高的峰值平均功率，对于非线性失真比较敏感。 ( 2 ) 易受频率偏差影响，对定时偏差敏感。 由于收发两端本地振荡器的不完全匹配或无线信道的多普勒频移产生的频率 偏移，会减小信号幅度并破坏0 f i ) m 子载波间的正交性。同时，由于接收机与发 射机的采样时钟不匹配，会造成有用数据信号相位旋转和幅度衰减，同样也破坏 了o f d m 子载波间的正交性，从而导致子信道的信号相互干扰( i c i ) 。这就对o f d m 同步技术提出相当高的要求，以消除频率偏差和定时对系统所造成的影响“。 另外多输入多输出( m i m 0 ) 技术作为近年来新兴起的一项技术，是现代通信技 术的一个重大突破“1 。它能够在空间中产生独立的并行信道同时传输多路数据流， 这样就有效地提高了系统的传输速率，即在不增加系统带宽的情况下增加频谱效 率。这样，将o f d m 和m i m o 两种技术相结合，就能达到两种效果：一种是实现 很高的传输速率，另一种是通过分集实现很强的可靠性。 m i m o o f d m 技术通过在o f 【) m 传输系统中采用阵列天线实现空间分集，利 用时间、频率和空间三种分集技术，使无线系统对噪声、干扰、多径的容限大大 增加。同时，在m n v i o o f d m 中加入合适的数字信号处理的算法能更好地增强系 统的稳定性。但是m i m o o f d m 也是一种基于o f i m i 的技术，它对频率偏差和 定时也比较敏感，因此m i m o o f d m 中的同步技术也是至关重要的。 1 3 本文主要工作 本文主要研究0 f d m 传输系统中的频率偏移、符号定时偏移和采样钟偏移等 问题，同时也对m i m o o f d m 系统中的同步问题进行了相关研究。论文的结构安 排如下：第二章对o f d m 调制的基本原理进行了分析，阐述了同步误差产生的原 因及其影响，并给出了同步部分的系统框图。第三章重点研究了o f d m 同步方案 中的载波频率同步、符号定时同步和采样钟同步技术，给出了几种不同的同步算 法，并对这些算法在不同的信道、信噪比情况下进行了仿真、分析和比较。第四 章重点讨论了m n 讧0 0 f d m 系统中的符号同步和载波频率同步技术，并给出了相 应的计算机仿真结果。第五章则是o f d m 同步部分的f p g a 电路实现原理方框图 和仿真波形图，并且取得了和m a t l a b 仿真基本一致的结果。 第二章o f d m 基本原理及同步误差分析! 第二章o f d m 基本原理及同步误差分析 随着语音、视频和数字通信技术在i n t e m e t 上的广泛应用和迅猛发展，这些技 术也迅速的渗透到数字电视广播和移动通信领域中。其中o f d m 多载波调制技术 日益受到密切关注。由于o f d m 方案的良好性能，从9 0 年代开始0 f d m 技术展 现了巨大的生命力，o f d m 调制技术被广泛的应用于无线通信领域：美国的 a d s l ( a s y m m e t r i cd i g i t a ls u b s c 舶e rl i n e s ) 和h d s l 曲b i t - r a t cd 酒t a ls u b - s c 抽e r l i l l e s ) 、欧洲的数字语音地面广播标准( d a b ) 、数字视频地面广播标准v b d 和 2 4 g 无线局域网标准( i e e e 8 0 2 1 1 ) 。 地面电视广播通常使用v h f ，u h f 频段，这个频段的电波穿越城市建筑群或地 形复杂区时会因散射和反射而形成直射波和散射波的合成。因此，地面电视传播 属于多径传播。又由于地面广播要求与现有模拟电视广播兼容，大功率非线性发 射使相邻频道间的干扰加剧，使地面广播信道更为恶劣。 数字高清晰度电视( h d t v ) 信号通过地面广播信道传播，由多径效应所造成的 频率选择性衰落会引起码间干扰。当这种干扰严重时，单靠增加发射机功率来提 高接收时的信噪比并不能降低误码率，这里采用编码的正交频分复用传输方式， 靠多载波窄带复用的办法来解决此问题。 2 10 f d m 基本原理 正交频分复用( o f d m ) 是一种多载波调制方式，其基本思想是把高速率的信源 信息流变换成低速率的路并行数据流，然后用个相互正交的载波进行调制， 再将调制后的信号相加即得发射信号。在所传输的频带内，当许多载频并行传输 一路数据信号时，这一方式比串行传输来大大扩展了信号的脉冲宽度，提高了抗 多径衰落方面的性能。 设输入数据序列多载波信号s ( r ) 可写为如下复数形式： 一1 j ( ，) = d 。( f ) e “ ( 2 - 1 ) o 其中，哦= + 胛为第n 个载波频率，以( f ) 为第 个载波上的复数信号若设定 在一个符号周期内以( f ) 为定值( 即非滚降q a m ) ，有： 比( f ) = 以( 2 2 ) 设信号采样频率为1 r ，则有： 一l j ( 女r ) = 以b 肌”“m ( 2 - 3 ) o f d m 无线传输系统中的同步技术 一个符号周期t 内含有个采样值，即有： t 。= n t 不失一般性，令氓= o ，则： ( 2 - 4 ) 一l s ( 七r ) = d 。e m “埘 ( 2 - 5 ) n = o 将其与i d f t 形式( 系数忽略) ： 婀) = 篓g ( 静2 w g ( 灯) = g ( 焉e 口“” 口= 0 ( 2 - 6 ) 比较可以看出，若把d 。看作频域采样信号，s ( t r ) 为对应的时域信号，当下式： 2 亩2 寺 ( 2 - 7 ) 成立时，( 2 5 ) 、( 2 6 ) 两式等价。由此可知，若选择载波频率间隔为1 ，t ，则o f d m 信号不但保持了正交性，而且可以用d f t 来定义。 由于o f d m 采用的基带调制为离散傅里叶变换，所以我们可以认为数据的编 码映射是在频域进行，经过l f f t 转化为时域信号发送出去，接收端通过f f t 恢复 出频域信号。为了使信号在i f f t ( f f t ) 前后功率不变，d f t 按下式定义： 。n 砸) = 去篓砌) c x p ( _ ，等女) ( 嘁- 1 ) ( 2 8 ) i 。m ”专蓑掷) e x p ( ，等n ) ( 。螂- 1 ) 9 t 力2 专荟x ) e x p ( ，等彩 ( o s 捍s - 1 ) ( 2 9 ) 图2 1 ( a ) 单个o f d m 子带频谱图2 1 ( b ) o f d m 信号频谱 下面分析o f d m 系统的频谱效率。频谱效率即频带利用率，定义为单位频带 内码元的传输速率。频带利用率越高，则系统的有效性就越好。o f d m 信号由v 个 第二章o f d m 基本原理及同步误差分析! 子载波信号叠加而成，每个子载波信号的频谱为s i n c 函数并且与相邻子载波信号 的频谱有1 ，2 的交叠( 见图2 1 ) 。 假定串行数据流的码元速率为1 r ，z = r ，则子载波频率间隔为1 7 1 ， 如果将o f d m 信号频谱两侧的旁瓣忽略不计，则整个频谱的宽度为： b 矽刈_ 1 ) 击n 击= 等 p ，。， o f d m 信号的波特率为： 2 亩w 2 手 ( 2 。1 ) 如果采用q a m 调制，映射的星座为m 点，则比特率为： 见= 考l 0 9 2 m ( 2 - 1 2 ) o f d m 信号的频带利用率为： 叩= 啬= 嵩勘g ：m p 。 丑+ 1 、 对于一般的单载波系统，同样采用m 点q a m 调制，如果波特率为1 ，f ，相应的 频谱宽度为b ：旦菩堕，口是滚降系数，频带利用率为： 刁= 嘉= 忐山g ：m 弘，。， 。 b f 1 + a 1 。 、 比较两个系统的频谱效率表达式可知，当采用q a m 调制方式时，o f d m 系统的 频谱效率比一般的单载波系统的频谱效率高，这正是o f d m 的优势所在。 o f d m 系统的离散时间基带等效模型如图2 2 所示： 图2 ，2o f d m 的f f t 实现框图 但是，由于在时变信道中，子信道谱的多普勒扩展使子信道的正交性恶化，就 会使o f d m 接收信号经过f f t 解复用后引起信道间串扰，使系统性能下降。因此， o f d m 调制常和其他抗信道衰落技术结合起来克服i c i ，改善系统性能。一方面， 通过跟踪时变的信道冲激响应，用均衡来降低i c i ：另一方面结合信道编码技术来 提高在衰落信道中的系统性能。 o f d m 无线传输系统中的同步技术 2 2o f d m 同步误差分析 在o f d m 系统中，每一个子载波在所有其它子载波频率处的频率响应应该为 零，即备予信道之间互相不干扰，也就是具有所谓的正交性。而由于o f d m 系统 是一个多载波传输系统，当这种子载波间的正交性被破坏后，就会产生载波间干 扰i c i 。当数据流中有载波频率偏移时，f f t 输出对每一个子载波来说都包含有来 自于所有其它子载波的干扰项，此干扰功率和频率步长成反比。在文献 6 里提到， 一个比子载波步长小的频偏所引起的信噪b e 的下降值可近似表示为： 1 nf 2 赢( 妒) 2 素 2 ) 其中，可是频率偏移，r 为有用数据时间间隔，e 。o 是每个符号的信噪比。 系统性能下降大约0 1 d b 是可忽略的，这时最大的频偏容限为1 的子载波间隔， 这也就是频率同步的精度要求”3 。 由于对频偏和相位噪声的敏感性，o f d m 系统的有效实现需要建立在一个接 近完好的同步基础之上，接收机与发射机之间的任何同步偏差都会造成系统性能 的下降。在分析o f d m 系统的同步问题之前，需要先考虑o f d m 信号的在调制解 调过程中经过的两个主要处理环节： ( 1 ) 数字0 f d m 调制器输出的中频模拟信号首先要被调制到中心频率为f 的 射频上，然后发送出去； ( 2 ) 射频模拟信号被下变频到基带或中频，然后被采样率为r ( 或其倍数) 的a ，d 转换器数字化，再送到数字解调单元进行解调。 根据信号经过的以上两个处理环节，可以刻画出与同步相关的o f d m 收发系 统模型如图2 ，3 所示，其中的非同步因素包括”1 ： 载波频率偏移：疋“t 。收发两端的载波频率偏移是一个很重要也是被研究 得最多的问题驯旧“”“，引起载波频偏的主要因素是收发两端振荡器的不一致和移 动环境中的多普勒频移。 射频相位噪声：卿( f ) 和( f ) 。相位噪声的低频成分可以看作时变频率偏移， 通过频偏校正环路来消除，而高频成分则引入载波间干扰，这种干扰近似服从高 斯分布“”。 采样钟频率偏移：届f 0 。采样钟频率偏移是指收端的刖d 和发端d a 工 作频率不一致。采样钟频率偏移会引入载波间干扰、定时位置的漂移和附加频率 偏移。载波数目比较小时，通常可以不考虑小的采样钟频率偏移的影响，但在载 波数目较大时采样钟频率偏移会严重影响系统性能。 采样钟相位抖动：孝( f ) 。其影响类似于射频相位噪声，可按类似的方法分析。 第二章o f d m 基本原理及同步误差分析! 符号定时偏差：f 。0 f d m 信号是基于符号进行调制解调的，接收机必须能 够正确检测符号的起始位置，而噪声干扰和多径传播使得o f d m 符号界限变得模 糊，符号定时偏差可能引入符号间串扰，造成子载波间正交性的损失。它通常需 要和采样钟频率偏移一起考虑。 - + p s i f f t n + l n ( a ) 调制端 卜 s p f f t ： n + l n ( b ) 解调端 图2 3非理想同步的0 f d m 系统传输模型 以上是导致o f d m 系统收发不同步的主要原因，至于由信号的峰值限幅、模 拟放大器的非线性等因素带来的信号失真本文不予考虑。 作为o f d m 解调技术中的一个关键问题，同步通常可分为载波同步和时间同 步，时间同步又分为符号定时同步( f f t 窗口位置同步) 和采样钟同步。 载波同步主要是使o f d m 收发载波频率一致，0 f d m 接收机必须正确估计载 波频偏并在时域对信号进行校正。 符号定时恢复的目的是从接收信号的采样序列中找到个开始位置，把保护 间隔去掉并将信号送到f f t 模块进行基带解调。符号定时偏差是正确的定时位置 和实际定时位置的差，它反映在各个子载波携带的数据的相位上。 采样钟偏差包括采样位置( 相位) 偏差和采样间隔( 频率) 偏差。o f d m 系 统对信号的采样相位偏差不敏感，在不引起i s i 的情况下，采样相位偏差只是引入 时延，其影响等同于符号定时偏差，大小不会超过采样间隔的一半，而符号定时 同步偏差一般是采样间隔的若干倍，所以采样相位偏差影响通常可以不予考虑。 采样钟的频率偏差会引入附加载波频率偏移，并使采样位置不断发生漂移，引入 i c i 和时变的符号定时偏差，因此是必须校正的。 o f d m 接收系统的同步部分原理框图如图2 4 所示。r c 变换后的数据流首 o f d m 无线传输系统中舶同步技术 先在符号定时同步块利用插在数据前的保护间隔做同步定时估计，得到时域信号 的同步头位置，同时粗略估计出频率偏差。通过一定时频偏控制单元去校正接收 到的数据，同时用估计到的同步起始定出f f t 数据变换窗口，这就是时域粗同步。 坠篷毪厂 厂 堕塑一翟釜hm 篓；1 i 定时，频偏 频偏广。，1 同步控制 估计l 圳朦 频域 定时 估计 去v c x 0 控制 d 制 数据 输出 图2 4 同步部分原理框图 数据经f f t 解调后，可以利用数据间内插导频做频率同步估计。首先估计出 整数倍频率偏移，同时得到频域同步头位置。然后利用连续导频的相位变化信息 联合估计出小数倍频率偏移和采样钟频率偏移，并将整数倍频率偏移和小数倍频 率偏移一块送到定时，频偏控制单元，和粗频偏一起去频偏校正单元傲数据频偏校 正。 另外，时域定时的不准确就要求在频域内进一步对o f d m 符号定时进行估计 校正。频域符号定时估计是利用o f d m 符号数据间内插散布导频( s p ) 相位特性来 完成的，该估计值的整数部分被送到定时，频偏控制单元去调整f f t 窗口起始位置， 同时该估计值也被送到采样钟调节单元，和采样钟偏移值一起去控制压控晶振 v c x o 的输出。 在后面的内容中，我们将结合以上原理框图，详细研究o f d m 系统中的同步 技术，在理论推导和系统仿真的基础上，对已有算法进行分析和比较，提出改进 措施，并给出一套基于f p g a 实现的设计方案。同时也对m i m o - o f d m 系统中的 同步技术进行研究，推导出粗同步估计、粗载波频率偏移估计和细定时同步估计 方法，并对以上各种方法进行仿真和分析，得出各方法的实用性。 小结 本章介绍了o f d m 技术的基本原理，指出其优缺点。同时对0 f d m 系统中同 步误差产生的原因及其影响进行详细分析，阐述o f d m 同步的重要住，并提出了 相应的o f d m 同步解决方案。 第三章无线o f d m 系统同步技术 第三章无线o f d m 系统同步技术 无线o f d m 系统同步可分为时间同步和载波同步两大部分。其中在时域完成 的同步有粗符号定时同步和粗载波频率同步，而在频域进行的同步则包括整数倍 频率同步、小数倍频率同步、频域符号细定时同步以及采样钟同步几部分。在本 章中，我们将对各同步算法进行分析和讨论。 3 1 时域粗符号定时和频率粗同步 在时域需要完成两方面的工作：一是粗符号定时同步，因为o f d m 信号是基 于帧符号传输的，符号分割错误会使已解调信号存在符号间串扰( i s i ) ：二是粗 载波频率偏移同步，频偏的存在会使各个子载波信道相互干扰( i c i ) ，将信号中的 剩余频偏减小到使i c i 足够小后，频域估计才能得以进行。只有在时域初步确定了 o f d m 符号的起始位置并部分校正了频偏，才能利用频域估计对符号定时偏差、 剩余频偏和采样钟偏移进行精确估计，以实现完好的0 f i ) m 收发同步。 在o f d m 调制中，输入数据流经过交织和信道编码后映射成q a m 信号，然 后由f t 实现正交调制和复用，获得时域信号。为避免符号间串扰( i s i ) ，通常 把每个o f d m 符号尾部的一段数据复制到该符号的前面作为保护间隔，如图3 1 所示。 保护间隔 图3 1o f d m 信号时域结构 由于数据在频域被充分随机化，o f d m 时域信号可以看作是独立同分布的随 机变量的线性组合。当予载波数目非常大时，由中心极限定理知其近似服从均值 为零的复高斯分布。而循环前缀的插入使得信号不再是白高斯过程，而是具有一 定的相关性。0 f d m 解调器的载波频率偏移估计、时域同步和保护间隔识别正是 基于循环前缀的插入带来的相关性来进行的。 设经过i f f t 、插入保护间隔后的o f d m 符号为+ 上长，为i f f t 点数， 为保护间隔长度，其中的每个数据记为h ，七= 0 ，+ 三一l ，这组数据向量串行 发送。在以下分析中，假定信号j ( | | ) 经过非散布、加性复高斯白噪声信道( a w c 闲) ， 噪声用n ( 七) 表示。o f d m 符号到达时间的不确定性可以用信道响应的延迟表示， o f d m 无线传输系统中的同步技术 即占( 七一口) ，口是未知符号到达时间的整数值。载波频率偏移，可用加在时域的复 乘积项表示，e 口，s 是频率偏差，含义为占倍的子载波间隔，因此接收到的数 据可表示如下： ，2 甩士 r ( 七) = j ( 七一目) e+ 疗( 七) ( 3 1 ) 经过i f f t 得到的s ( | ) ，可以认为是独立同分布随机变量的线性组合。如果子载 波数目足够大，由中心极限定理知。s ( 七) 近似服从复高斯过程，它的实虚部是相 互独立的。由于每符号前端的保护间隔是数据末端的复制，故保护间隔内的数与 距离它们点的数据相关，这使得s ( ) 不再是自高斯口过程，因此接收到的，( 七) 也 不是白过程。但是因为它的概率结构，( 七) 包含了时间偏移口和载波频率偏移占信 息。 观察区间 ? 一一一一1 图3 2o f d m 信号观察向量图 如图3 2 ，假定观察2 + 三个连续的采样点，( 七) 。这些采样点包含了一个完整 的+ 工长o f d m 的符号。由于信道延迟未知，所观察的这段数据块内的起始位 置是不知道的。定义时间符号，= 口，口+ 工一1 ) 及= 徊+ ，p + + 三一1 ) 。， 内序号对应的数是被复制作为保护间隔的样点，为保护间隔，将，( 七) 组合为一 ( 2 + 上) l 的矢量： 尹= p ( 1 ) r ( 2 + 上) 】。( 3 - 2 ) 因为循环前缀和它们的复制，( 七) ，七八jj 是相关的，得到v 七，： e r ( 七) ，+ ( 七+ m ) ) = 其中2 = e 如( t x 2 ) ，盯，2 = p 啦( 七) 1 2 ，当女仨八j ，的r ( 七) 是完全不相关的。对数 似然函数是在口和s 给定的条件下的的概率密度函数厂扩1 只s ) 取对数： a ( 口，占) = l o g 厂( 尹i 口，占)( 3 4 ) 由于是联合高斯矢量，由附录a 推导得出： 人( 口，占) = p ( 口) jc o s ( 2 ，z f + 么，( 护) ) 一p 掌( 口) ( 3 - 5 ) o 0 o = = m m 他 ：2 其 + 吒叽0 第三章无线o f d m 系统同步技术 m + l 一1 y ( ) = r ( ) r ( + ) = m ( 3 - 6 ) # ( m ) ：丢笠1 ) n r ( t + ) 1 2 ( 3 7 ) # ( m ) = 去) 卜+ ) 1 2 ( 3 7 叮?s n r ，2 赢2 面雨 ( 3 罐) os 七o n 蹦、n l s n r 为信噪比，定义为盯。2 吒2 。 式( 3 5 ) 中的第一项为连续的对采样点的相关和的模，它对似然函数的贡献为 正值，贡献大小由频偏决定。项毒p ) 为能量项，独立于频偏，对似然函数贡献为 负，这一项也与信噪比有关。 符号同步偏差影响频偏估计，而频偏也影响符号同步估计。为了确保在o f d m 系统中，符号同步方法能在带有载波频率偏移的情况下正常地工作，符号同步和 频偏一定要同时估计出来，为此使对数似然函数最大的计算可分两步： 嚣野人( 口，占) 2 峄m 人( 只占) = n a ( 口，吾m ( 目) ( 3 9 ) 当口固定，考虑频偏s ，在c o s 项为l 对式( 3 7 ) 为最大。此时： 2 昭+ 么y 徊) = 2 盯竹为整数( 3 10 ) 这样： m ( 臼) = = l 么y ( 口) + 斤 ( 3 1 1 ) 文献【1 4 】在不同假设下推出了近似频偏。由于c o s 函数的周期性，可以得到几 个最大值。我们假定可得到一个粗的频偏估计，并且满足1 占1 1 0 拈的情况下可以满足要求。其中n 是 口，2 的倒数，只芦子载蜱频带宽，由式( 3 3 3 ) 可知权值n 和户；，= k 1 2 e 1 w 。( 叫2 j 成 正比，考虑到e 4 w ，( 驯i 和p l 相互独立，一o c 降，卜由此，如果信遵频率响应未知 或是具有时变性的，则它的幅值平方可以粗略地用i 歹。，( 1 ) 歹：。( o ) l 来近似“”。 为了比较l l s e 和w l s e 两种算法，下面对两种算法进行仿真，仿真所用导 频为连续导频c p ，虽然散布导频s p 比较丰富，但是它每隔四个符号分布才相同， 这样做一次相关必须相隔三个0 f m d 符号，因此它的估计范围只有使用c p 导频 估计范围的1 ，4 ，这在粗频偏校正不是很好的情况下容易造成小数倍频率偏移的估 y h = 矿 敲 o f d m 无线传输系统中的同步技术 计错误。仿真参数设蜀为：瑞利衰落信道，s n r = 1 5 d b ，4 矗，只= o 0 6 ，r r = l o o p p m 。图3 7 和图3 8 分别为两种方法所估计出来的载波频率偏移和采样钟偏随 信噪比( s n r ) 变化曲线，图3 9 和图3 1 0 分别为它们所对应的方差随s n r 的变化 曲线。 k 。i a y f 咿飞4 7 ， 一 i： 朋j 一瓜 a 一蛉毡金 ，“、。7 一叩帖： 7 i l y 图3 ，7 频率偏移估计均值随信噪比变化曲线图38 采样钟偏穆估计均值随信噪比变化曲线 i l 1 1 k i o ； 7 7 f + 一 r ) - 再= 、 o 5 1 0t 5 s 岬c d b ) 2 0 2 5 图3 9 频率偏移估计方差随信噪比变化曲线图3 1 0 采样钟偏移估计方差随信噪比变化曲线 从图3 7 和图3 8 中可以看到，采用w l s e 算法所估计出来的频率偏移和采样 钟偏移几乎接近实际值，且随信噪比的提高准确度也进一步提高。采用l l s e 算法 所估计出来的值波动比w l s e 较大，尤其在低信噪比的情况下更为明显。图3 9 和图3 1 0 表明两种算法的方差都随信噪比的提高而减小，但同时也可以看出，无 论是在低信嗓比还是在高信噪比的耩况下，w l s e 算法的方差一直都低于l l s e 算 法。 图3 1 l 和3 1 2 给出两种算法估计频偏的实际效果。图3 1 1 是存在l o o p p m 采样钟偏移时两种算法所估计出来的结果，图3 1 2 则是无采样钟偏时的仿真结果。 仿真参数设置为：瑞利衰落信道，s n r = 】5 d b 。由于经过粗偏校正后的频偏一般较 笫三章无线o f d m 系统同步技术 小及所用的数据流中都含有采样钟偏移量，所以这里给出的最大频偏值为0 2 。图 3 1 l 和3 1 2 中虚线为实际小数倍频偏的o o l 倍子载波间隔范围，实线中的星 线为第一种算法所估计出来的结果，直线为第二种算法所估计出来的值。 ：黜氍 窑0 1 口h t 口m m “i 嶙 ； ! 彰 多髟 彦 彭矽 髫汐 图3 1 1 存在采样钟偏移时两种算法比较图3 1 2 无采样钟偏时两种算法比较 在图3 1 1 中，当小数倍频率偏移小于o 1 6 时，两种算法都能得出很好的估计 结果。无论是较小的还是较大的小数倍频偏，其估计误差都不超过1 倍的子载波 间隔。而当小数倍频偏大于0 1 6 时，估计结果都很不理想，是因为有1 0 0 p p m 的 采样钟偏移的存在使二者合成的相位偏移超过了万2 ，故不能正确估计。另外当 无采样钟偏移时，上述两种算法的估计值一直都保持在两条虚线之间，如图3 1 2 所示。 总的来说，这两种算法在采样钟偏移存在时，小数倍频率偏移估计是会受到 影响的，另外从对小数倍频率偏移和采样钟偏移估计的准确度来看，使用w l s e 算法要比使用l l s e 算法估计出来的值更接近实际的偏移值，且方差更小，尤其在 低信噪比的情况下，性能更佳。但也应该看到w l s e 算法在提高估计精度的同时 也大大增加了计算的复杂度，占用大量的硬件资源，因此在进行同步算法选择时， 一定要根据实际系统精度要求，综合考虑。 3 4 频域符号细定时偏移估计 时域定时的不准确就要求频域内进一步对o f d m 符号定时进行校正。设，( 厅) 是接收到信号的一个长数据序列，r ( 后) = ，f ，【，( h ) 】，0 i 一1 。肌为符号定 时同步位置估计偏差值，r7 ( h ) 为由估计到的同步位置进行f f t 变换的数据序列， 长度也为v ，r ( 尼) = f f t p ( 纠，0 七兰一1 。由于时域内保护间隔是数据信号最 后上个采样点的完全复制，r ( 打) 与r ( ) 的差别仅在于，0 ) 将，( 玎) 的最后肌个数据 平移到数据的最前段，即，( 厅) = ，( 一埘) ) 。r 。( 以) 。r ( ”) 是r ( 珂) 的一个循环移位， 则由f f t 的循环移位定理得： o f d m 无线传输系统中的同步技术 r ( 七) = p 一。“r ( )( 3 3 4 ) 因此，若同步位置估计偏差m 个采样点，那么经过f f t 后仅相当于相位偏转 2 砌，我们可以在f f t 输出端估计出并加以校正。由于采样钟偏移也会引起 额外的符号定时偏移，因此符号定时偏移量中也包含了由采样钟偏移所造成的一 部分符号定时偏移。 在o f d m 发射端，经过i f f t 的输出x 。( ，) 为o f d m 的基带信号，可表示为： ( - ，) = 专也( 抄8 口“” ( 3 彤) 其中：五( j ) 是第_ ，个0 f d m 符号调制在第七个子载波上的复数值；是有用数 据采样点数目； 是采样时刻。这样发送的o f d m 符号为： 凡( ，) = ( _ ，) = 寺f 五( ，) e 口州“叫”+ 五e 口蒯”f ( 3 - 3 6 ) * g j * g 女= 0 月- o ；o 其中g 是为避免i s i 而插入的保护间隔长度。按收端第，个o f d m 符号的第h 个采 样点为： 1 掣。j 2 m ! ；! 业+ + 2 鸸，k ) ( ) = 寺一。( ，) e 7 2 砌峨p ”一+ ”( ，z 赢+ 盯e ) ( 3