数字电视信号在分配网中的维护心得及相关案例.doc

HFC网络双向数字调制信号的技术维护规范建议 摘要：本文在介绍HFC网络数字业务的各项指标及其设计原理基础上，以实际测量、维护的图例说明了HFC双向数字调制信号的具体技术维护内容，并对上下行网络技术维护需要关注的数字调制信号的部分技术参数要求做了总结。关键词：MER、BER、C/N、星座图、回传通路衰减、Zero Span当前HFC网络运营的网络业务中，数据业务已经占有相当比例。为使HFC网络数据与模拟业务稳定的开展，必须及时建立HFC网络数字业务的技术维护规范。本建议是在研究ETSI标准EN300429、ATSC DOC.A/64、DOCSIS SP-RF1V1.1（含EU-DOCSIS1.1）、等国际技术规范；CED、IEEE、communications technology等技术刊物的基础上，结合HFC网络数字信号的维护实践总结的。本草拟稿分为四部分。第一部分重点说明下行数字调制信号的具体指标的确定方法及在数字业务维护中的相关技术手段。第二部分说明上行数字调制信号要求的部分指标的确定方法及在维护中的相关技术手段。第三部分为数字调制信号的网络技术参数表。包括：下行数字调制信号的参数要求、上行数字调制信号的参数要求。最后是参考文献附录。第一部分下行数字调制信号的指标的确定方法及在数字业务维护中的技术手段 首先介绍数字电视前端与接收的系统框图如附图一：附图一是ETSI标准（欧洲）EN300429v1.2.1提供参考的 CATV数字前端与接收的系统框图，主要由三部分组成：CATV系统前端、传输网络（HFC）、CATV有线电视综合解码接收机IRD（数字机顶盒）1、CATV系统前端用的电缆数字调制器的框图如图1所示，有人也称为全数字CATV系统。系统前端的电视数字基带信号源主要有本地的MPEG-2节目源、接收的数字卫星信号、本地的无线电视信号（例如HDTV等）。将这些节目在CATV前端进行编码、复用后，进入基带和物理单元接口。 基带接口与同步：将信号源格式与数字结构进行匹配。帧结构应与包含同步字节的MPEG-2传送层一致。 同步1翻转和随机化：将MPEG-2帧结构的同步1字节反相。为了频谱成形，并对数据流进行随机化处理，一般使用伪随机序列对统计特性不好的码列进行扰码（随机化），可使输出序列中的0与1的个数大致相同，没有长串的连续0或1，从而使码列的特性与传输通道的特性相符。 RS编码器：对每一个已随机化的传送包进行截短的块RS编码，以产生误码保护包。这种编码也应用于同步字节本身。根据误码保护的要求，有线传送与卫星传送系统不同，没有使用卷积编码，而只是使用基于RS编码的前向纠错（FEC）。 卷积交织器：完成一定深度的误码保护包的卷积交织，同步字节不参加交织处理。这种直字节交织有利于抗突发误码，进一步增强抵御能力（当码流在传输中突发误码持续多个码元时，经过去交织器后，连续误码变为离散的单个误码即可被RS解码器纠正）。 字节映射到m比特符号：该单元将交织器产生的字节映射为QAM符号，以便进行调制。对64QAM的调制，是将8比特数据转换成6比特为一组的符号。 差分编码：为获得旋转不变星座图，该单元应对每个符号的两个最高有效位（MSB）进行差分编码以便获得固定90度旋转的QAM星座图。 基带成形：将经过差分编码的m比特符号映射为I和Q信号，在QAM调制前对I、Q信号进行升余弦滚降平方根滤波。 QAM调制和中频物理接口：完成QAM调制，并将QAM已调信号连接到CATV射频信道。CATV用的QAM调制是使用两个独立的基带波形对两个相互正交的同频载波进行抑制载波的双边带调制，利用这种已调信号在同一带宽内频谱正交的性质实现两路并行数字信息传输，因此它兼顾了频带及功率利用率。2、传输网络：指HFC3、CATV有线电视综合解码接收机（数字机顶盒）：完成与前端相反的物理过程。一、 系统输出口数字调制信号的输出功率电平1、 64QAM调制的数字频道功率电平比模拟电视载波电平低10dB,这里数字频道功率电平指的是平均功率电平，而不是峰值电平。因为射频载波被随机化的数字信号调制，使射频信号呈现为类似噪声充满整个频谱。一般而言，64QAM调制数字频道的峰值功率要比平均功率高6-10 dB、QPSK调制数字频道的峰值功率要比平均功率高3-5dB。在网络中一方面要为了防止数字信号的峰值电平过高导致放大器压缩、互调干扰及光发射机的限幅削波产生CSO、CTB等非线形产物对模拟信号的干扰而要降低数字信号的功率，另一方面又要尽量提高数字频道的电平以增加信噪比，提高抗非线性及噪声的能力。综合起来，数字频道的功率电平应比模拟电视载波电平低10dB为好。2、 测量方法：第一种：用加滤波器的热功率计法测量（因滤波器实现困难，较少使用）第二种：用频谱仪Noise Marker的每Hz功率法。它是用每Hz带宽显示每Hz功率的方法。数据信道功率=显示的每Hz功率+10lg（信道带宽）注意：频道带外所显示的噪声电平应比频道带内的最大电平应至少低15dB，且频谱仪的基底噪声应比频道带外所显示的噪声电平至少低10 dB时，噪声的贡献才可不计。否则应予以修正。当数字频道显示的频谱倾斜严重时，测量的结果将不准确。 第三种：用专用测量宽带频谱功率的仪器，可直接读出数字频道功率。3、 实际数字频道的平均功率电平的确定应与邻近的模拟频道电平对比，看其是否相差10 dB。如系统输出口的模拟信号频道的电平范围在62-72 dB，则数字频道的平均功率范围应在52-62 dB。二、 调制误差率MER：指平均矢量幅度与误差矢量幅度的有效值的比值，结果用dB表示。 实际矢量1、 图解说明： Q * 误差矢量 * * * *理想矢量 * * * * I * * * * * * * 当接收机接收信号时，在某一段时间里捕获到N个符号（应远大于星座点数M），得到N个矢量，记录他们的实际位置，而该符号的理想位置是，从而可得到误差矢量，即实际位置到理想位置的偏移。MER反映的是实际信号对理想信号位置的总体偏移程度。2、 调制误差率MER反映了在整个测量系统中对信号的所有相位、幅度类型的损伤和劣化。例如：各种非中断性的损伤（系统噪声、CSO、CTB、侵入噪声）、相位误差、相位噪声等造成的相位误差及调制器IQ幅度不平衡、放大器压缩造成的幅度误差等。在只考虑频道中的高斯噪声时，MER近视于基带数字调制信号的SNR。MER的测试结果客观而准确的反映了数字接收机正确还原数字信号的能力，也可以看作为数字信号被正确还原的概率。在考察数字电视传输系统的性能、调制信号的质量及SNR的分配时，MER比S/N更能说明整个系统的性能。3、 关于MER的门限：基于8MHz的64QAM的MER门限值为24 dB，一旦低于此值，由于数字信号的“峭壁”效应，图象就会从满意的效果转到马赛克现象、静帧或黑屏。（这一点完全不同于模拟电视的图象质量逐渐下降，如下图三）。一般应给系统输出4-6 dB的安全裕量。建议系统输出口的MER在28 dB。前端MER值达到35 dB时将是理想情况（一般仪器的测量范围在18-35 dB。模拟频道图象质量由好到差 峭壁点 数字频道 频道噪声由小到大 图三：数字频道“峭壁”效应与模拟电视的图象渐变4、 用专用仪器即可通过高速计算软件测得MER值。三、 误差矢量幅度EVM：用百分比表示误差矢量幅度归一化到峰值矢量幅度的MER。EVM计算公式为Smax为最大矢量幅度EVM与MER可以相互转化，公式为：其中V为峰值与平均电压的比，MERv为转化dB单位后的值，64QAM的V值取1.527。一般情况下，用MER表示系统状况较好，它反映了在整个测量系统中对信号的所有相位、幅度类型的损伤和劣化，而S/N主要考虑的是高斯噪声。折算后EVM取值范围：2.62%(MER取28dB)-1.2%(MER取35dB)四、 载噪比C/N：指RF/IF信号的总功率对有效带宽内噪声功率的比值，用dB表示。这只是一种传统的称呼，因为实际上有线数字电视采用的是抑制载波的调制，传输中已不出现载波。选择不同的噪声带宽就会有不同的C/N。一般有三种带宽：频道带宽8MHZ、符号率带宽F、占用带宽（1+a）F。用占用带宽（1+a）F作为系统通道内的噪声是DVB推荐方法。（a为64QAM升余弦滚降系数0.15）1、 实际使用两种C/N：系统（通道）的C/N、接收机的Crec/Nrec。两者的区别在带宽的选择上。C/N以占用带宽（1+a）F为系统带宽，代表接收机输入滤波器之前的载噪比，Crec/Nrec以符号率为带宽，代表接收机输入滤波器之后的载噪比。对64QAM而言两者的关系为：Crec/Nrec=C/N+0.4412、 用频谱仪测量的方法：先用频谱仪Noise marker模式测量信号的每Hz功率C，再关掉调制器的信号，用相同模式测量相同频率点的噪声功率No,两者之差即为C/N。或者在不关断调制器的情况下，测量没有信号的相邻频道的噪声功率No,则CNo即为所求。但是这种情况要求，相邻频道的噪声频谱应较平坦。在频道带外所显示的噪声电平应比频道带内的最大电平低15dB，且频谱仪的基底噪声应比频道带外所显示的噪声电平低10 dB时，噪声的贡献才可不计。3、 系统C/N的设计取值：设模拟电视的的输出范围为：62-72 dBV，当系统要求载噪比为44dB时，噪声最大可能为28 dBV。若保持数字频道比模拟频道电平低10 dB，即52-62 dBV，则最差的数字频道C/N将只有52-28=24dB，而系统C/N的门限值（只计高斯噪声）为23.7dB（对应的BER为1E-04），这样就会使系统处于临界。一般应该增加4-6dB作为余量，即系统C/N建议定为28dB。五、噪声功率带宽内的每比特能量Eb/No：它与系统C/N的关系为：Eb/No=C/N10lgm (m为每个符号的比特数，64QAM中m为6)六：比特误码率BER：错误比特数和发送比特总数的比，简称为误码率。它作为载噪比的函数是数字传输系统最重要的参数。数字信号不同于模拟信号，一切损伤与干扰最后都反映在BER上。系统可靠性最终都归结到BER这一指标上。BER与测试点的C/N有关。1、 准确测量误码率要在非业务状态下进行。基本原理是：在发送段送出空包或伪随机序列，收端将收到的比特流与已知的比特流对照，从而统计出误码率。有线数字电视中关心的RS解码前（FEC）的误码率为1E-07-1E-03。2、 测量BER一般有两种显示值：FEC校正前的BER、FEC校正后的BER。FEC校正前的BER指系统的误码率（包括可校正、不可校正的误码），FEC校正后的BER指FEC不能校正的误码，两者之间的不同反映了FEC工作的状况及系统离失败点的远近程度。高于1E-03的误码率则超过了系统FEC校正的能力，1E-04为64QAM系统FEC校正前的BER临界，高于此误码率，系统的传输质量将急剧劣化，而误码率在1E-06、1E-07时将会出现可察觉的图象损伤，误码率在1E-09以下时服务质量将相当好。建议选择1E-08作为系统FEC校正前的BER参考值。FEC校正后的BER至少应远远小于1E-11才能达到MPEG-2解复用器的输入要求。CATV的前向误码纠正FEC可将BER从1E-04提高到1E-11，确保了传送中准无误码（QEF）工作。3、 BER反映了限幅与失真峰值造成的影响，限幅与失真产生的频谱尖峰是BER劣化的主要原因，而且限幅产生的问题无法通过MER测试来读出，必须采用误码检测来捕捉。以下是几个测试结果中常用概念： 准无误码（QEF）：每小时少于1个不可纠正的错误事件 无误码秒：在一秒时间内无误码比特误码秒：在一秒内能够被FEC校正的误码比特数严重误码秒：在一秒内不能被FEC校正的误码比特数，它反映了系统中断的时间。 对BER而言，因为它很难反映产生问题的原因，系统一般还会关注BER与C/N或Eb/No的对应关系，通过改变叠加高斯白噪声强度即C/N值来评估接收机或发射机的BER性能。这需要在测量中建立对应曲线。对64QAM调制方式，BER为1E-04是，理论的Eb/No为16.5，相应的C/N为23.7。4、 MER与BER的关系： 在此MER范围内无误码 Q 星座图 1E-08 BER 1E-07 1E-06 * * * 1E-05 1E-04 1E-03 35 34 33 32 31 30 29 28 27 26 24 23 22 21 I MER 决策边界（框）如上图知，好的BER并不说明有好的MER，因为在星座图的决策边框内的点均能恢复，但是由于存在一些偏离中心点（理想位置）的点，因此产生矢量误差，导致了MER劣化；而且好的MER也不能表明BER一定就好，在系统遭到中断类的噪声冲击、激光器削波、扫描脉冲干扰、松动的接头时，BER会明显劣化，但MER可能变化不大。七、噪声裕量（NOISE MARGIN）：是接收信号的载噪比C/N与BER为1E-04 （FEC校正前）的载噪比之间的差值，用dB表示。 噪声裕量给出了整个系统离门限点的距离（how far to the cliff）即系统可靠性数值。噪声裕量比单纯的BER 或C/N测量更能真实、定量地反映出系统的安全性程度，它是描述数字系统的一个主要参数，反映了数字系统还能承受的额外噪声能力。如果该值较大，就会保证系统抗噪声的健壮性。建议选择4dB作为系统值。 八、等效噪声劣化（Equivalent Noise Degradation,END）：指实际系统误码率为1E-04时的载噪比C/N与理论上误码率为1E-04时的载噪比的差值，结果用dB表示。END表示了实际系统与理想系统的距离。 九、射频载波的相位噪声（Phase noise）：由于不稳定的本振引入的发射机、接收机、变频器内部相位的随机变化。1、 相位噪声将会使接收机取样不确定。解调器很难对载波恢复电路中环路带宽之外的相位噪声校正。相位噪声会使I/Q平面上的星座点出现圆形模糊，从而降低系统的噪声裕量、BER。测量方法：载波的相位噪声表征为偏离本振信号的某频率点上的相位噪声功率密度，即每Hz带宽的载波功率密度与一个噪声边带的固定偏离频率点噪声功率密度差值。在DVB-C中取偏离载波100KHz点作为相位噪声测量点。十、相位抖动（Phase jitter）：由于振荡器的频率和相位的起伏引起的载波相位的不确定。相位抖动将会带来接收机取样的不确定，因为载波的再生很难跟踪相位的起伏。在星座图上，相位抖动将会使边缘的符号向中间靠拢。 一般载波的相位抖动取值在5度。十一：星座图（Constellation）：图形化地显示相应调制格式的信号（符号）幅度、相位。例如，当比特流进入64QAM调制器时，6个比特形成一个符号，然后这些符号就会被载波调制到正交的I、Q平面上。符号点在I/Q平面上的位置与其调制相位、幅度对应。 测量MER、BER并不能全面反映数字调制信号的损伤情况。只有星座图（Constellation）通过符号在I/Q平面上的实际位置、形状与理想状况的偏离（幅度与相位失真）程度对比，定性地判断引起误码的各种故障来源（包括系统噪声、干扰、相位噪声、I/Q幅度不平衡、激光器削波、交流声等）。若符号偏离其理想点，就会产生误码，点偏离的程度实际上就是误差矢量（见二点）。 下面给出几个典型的受不同原因影响的星座图：理想的星座图：符号点均在决策边框内的中心点，说明良好的相位噪声、热噪声等，因此MER值好。热噪声引起的损伤 现象：符号点随机的向外扩展（相对于中心点）旋转相位噪声（上、下变频器产生）现象：四个边角的符号向内旋转，使方形的星座图变为圆相干干扰（如CTB、CSO等互调失真、侵入噪声产物）现象：符号云的中心被掏空，形成圆串I/Q不平衡（前端I/Q调制器、基带放大器、滤波器造成）现象：星座图不成方形，I、Q轴即宽、高不等增益压缩（放大器、滤波器及上、下变频器、中频均衡器等造成）现象：外部的符号向中间均匀地靠拢，而中间的保持不变 中断性的干扰及激光器削波等产生现象：在符号中心附近孤立的随机点十二、自适应均衡器（Adaptive Equalizer）：一种用来补偿传输系统中因存在不良分配器、松动的接头、损坏的电缆等造成数字频道内的频率响应（In-Channel）及群时延(Group delay)失真的数字滤波器，自适应均衡器反映了数字调制信号的线性损伤度自适应均衡对线性失真相当有效，但是不能抵消非线性失真。自适应均衡的好坏决定了接收机恢复载波的性能。 频道内频率响应反映幅度损伤，群时延(Group delay)反映相位损伤。 通过均衡器的显示，能判断频道内的反射等线性失真，有的仪器还能计算出产生反射的距离位置。 下图为自适应均衡器的界面图： 细线为适应均衡器的均衡门限 图中最高柱形代表了测试点，每个柱形代表一个均衡器滤波系数以便消除信号线性失真。当柱形接近或超过均衡门限界值时，该频道将会受到线性失真的影响。 当测量到均衡器难以消除的线性失真后，用频谱仪检测频道的平坦度来确定线路失真的来源（如不良分配器、松动的接头、损坏的电缆、双工滤波器等）并加以修复，从而减轻均衡器的校正强度。 一般数字机顶盒应给出规定时间里自适应均衡器最大的均衡量。综上所述，HFC下行数字调制信号的技术维护指标可以通过测量MER、BER、频道平均功率电平及观察星座图来确定。根据HFC网络网络设备及网络结构状况，建议上述参数的指标按照第三部分的下行数字调制信号传输网络指标分配表分配。第二部分上行数字调制信号的指标的确定方法及维护中的技术手段HFC上行（反向、回传）通路与下行通路有很大差异。两者由于链路特性不同而使选择的数字信号调制方式有所区别。回传通路由于处在一个容易受到噪声侵扰的环境（反向噪声有五大来源：侵入噪声、脉冲噪声、共用通路互调失真、系统热噪声、激光器削波）里，数字信号需要的调制方式必须能较好地抵抗噪声。一般来说，综合带宽利用率及抗干扰性等因数，回传通路的调制方式选择QPSK或16QAM。上行信号具有很强的突发性，这与下行数字电视的连续性又不同，因而测量的方式及检测维护的手段也不一样。对于上行数字调制信号的指标最重要的是CM发射功率、CM-CMTS之间的通路衰减、S/N、BER等。一、CM-CMTS之间的通路衰减及CM发射功率电平一般CM的发射功率为QPSK：68-115 dB、16QAM：68-118 dB。而CMTS的最佳输入功率为601 dB，这样在CM-CMTS之间的通路衰减就有一个限定范围。对QPSK而言为8-55 dB。但是这样大的波动显然会给众多的CM与CMTS的通信带来障碍。对于理想系统，要求不同的CM发射的信号到达CMTS时的功率差在3 dB之间。因为在CM-CMTS之间可以通过长路AGC来调整CM的发射功率以使信号到达CMTS时为最佳数值。如果反向通路损耗过大，就会使CM发射功率接近极限，从而不利于CM在突发噪声的干扰及系统性能下降时保持一个预留空间。如果反向通路损耗太低，则会使CM的发射功率降得较低，不利于上行信号的S/N指标，对噪声的冲击容忍也会下降。因此，确定反向通路的衰减值及CM的合适发射功率非常重要。根据HFC网络实际情况及反向通路单位增益的调整方法、回传链路信号工作功率电平的设计方法，当给CM发射功率预留13dB的裕量，即设定CM的工作值为102 dB，则可确定网络归一化的回传损耗为423dB较为适当。星-树形的无缘分配网络因为回传损耗的一致性很差，为了维持归一化的网络回传衰减要求，建议在分支线路中根据现状安装回传步进衰减器（对正向信号基本无影响）。这样就能保证回传网络中的众多CM工作在良好的状态。关于CM发射功率的测量在下面S/N的Zero Span(零频距)测量中介绍。二：上行数字调制信号的S/NDOCSIS规定QPSK调制信号门限S/N20 dB、16QAM的门限S/N25 dB。建议HFC网络QPSK调制信号的S/N22dB（在进入前端CMTS处测得）。CM的数字信号功率电平及S/N的测量方法主要有两种：一种是频谱仪的最大保持法（max hold），这种方法的误差较大，且结果与能量积累的时间有关系，使用该法很容易使结果判断有误，因此一般不用此法；通用的方法是频谱仪的Zero Span(零频距)法，实际上是把频谱仪的频率宽度设置为0HZ，使频谱仪从频域测量模式转到时域测量模式（类似与示波器的显示）。1、 在Zero Span(零频距)下，设置中心频率为CM的频道中心Sweep time：20ms RBW=VBW=3MHZ 启动显示行下图即为在此设置下的典型图：其中第二、四尖峰为上行带宽请求数据包（Bandwidth request packets），第一、三、五为拼接数据包（ping packet returns）。从图可以看到在一段时间各个CM突发的数据包。 2、 下面的的图说明的是在Zero Span(零频距)下测量的由于反向噪声的影响而使S/N达不到20 dB的情况：图中数据包与脉冲噪声的比值即S/N只有11.96dB，比DOCSIS要求的S/N门限值20低，因此这个数据包将会由于噪声的干扰而产生误码。 三、上行数字调制信号BER：由于QPSK调制方式有较强的抗干扰及噪声的性能，1E-03为其FEC临界值，1E-04的BER一般使网络稳定性只有70%左右。建议HFC网络QPSK调制信号的BER1E-06（FEC前，在进入前端CMTS处测得）。 在当前各种测试方法中，用模拟现场CM向前端CMTS发拼接指令包（ping command packet）的方法最准确。CMTS能准确地识别该测试包类型，在接收后并通过下行通路转发给现场测试仪器，若测试包在回传通路中受到损伤，则测试仪器就可在现场确定BER。第三部分：技术指标图表 根据第一、二部分的分析，现将HFC网络上下行通路实际维护需要关注的数字调制信号的部分技术参数要求列表如下：下行数字调制信号的参数要求项目值域系统输出口电平52-62 dBV系统输出口频道间电平差相邻数字频道间电平差3dB,数字频道与模拟电视频道间电平差13dB载噪比28dB (64QAM), 31dB(256QAM)误码率BER1E-08(FEC前)；1E-11(FEC后)调制误差率MER （SNR）28dB(64QAM), 31dB(256QAM)频率稳定度100kHz相位抖动5度射频载波的相位噪声-50-70dB/Hz(100Hz/10Hz/100KHz偏移）频道内群时延0.5-4.43MHz内100ns频道内幅度特性在任意频道内幅度变化范围为6dB噪声余量4dB误差矢量幅度EVM2.6%单频干扰（类似CSO）35dB多频干扰（类似CTB）37dB上行数字调制信号的参数要求（含CM上行参数）项目值域频率范围5-65MHz从最远的终端到最近的终端或前端的传输延时0.8ms从终端到前端的总回传损耗423 dB有效频道载噪比22dB(QPSK)；25dB(16QAM)有效频道的载波与侵入噪声(离散和宽带侵入信号之和)总功率比22dB有效频道的载波与干扰(噪声、失真、共路失真CPD、交调产物总和)比22dB载波哼声调制7%群时延变化22MHz内不大于100ns回波值15%误码率BER1E-06(FEC前)CM发射电平范围QPSK：68-115 dB16QAM：