Saber仿真作业-Buck变换器的设计与仿真.doc

saber仿真作业buck变换器的设计与仿真目 录1 buck变换器技术- 2 -1.1 buck变换器基本工作原理- 2 -1.2 buck变换器工作模态分析- 2 -1.3 buck变化器外特性- 4 -2 buck变换器参数设计- 5 -2.1 buck变换器性能指标- 5 -2.2 buck变换器主电路设计- 5 -2.2.1 占空比d- 5 -2.2.2 滤波电感lf- 5 -2.2.3 滤波电容cf- 7 -2.2.4 开关管q的选取- 7 -2.2.5 续流二极管d的选取- 8 -3 buck变换器开环仿真- 8 -3.1 buck变换器仿真参数及指标- 8 -3.2 buck变换器开环仿真结果及分析- 8 -4 buck变换器闭环控制的参数设计- 9 -4.1 闭环控制原理- 9 -4.2 buck变换器的闭环电路参数设计- 10 -4.2.1 gvd(s)的传递函数分析- 10 -4.2.2 补偿环节gc(s)的设计- 13 -4.2.3 补偿环节参数设计- 15 -5 buck变换器闭环仿真- 19 -5.1 buck变换器闭环仿真参数及指标- 19 -5.2 buck变换器闭环仿真电路原理图- 20 -5.3 buck变换器的闭环仿真结果与分析- 20 -6 总结- 22 -1 buck变换器技术1.1 buck变换器基本工作原理buck电路是由一个功率晶体管开关q与负载串联构成的，其电路如图1.1。驱动信号ub周期地控制功率晶体管q的导通与截止，当晶体管导通时，若忽略其饱和压降，输出电压uo等于输入电压；当晶体管截止时，若忽略晶体管的漏电流，输出电压为0。电路的主要工作波形如图1.2。图1.1 buck变换器电路图1.2 buck变换器的主要工作波形1.2 buck变换器工作模态分析在分析buck变换器之前，做出以下假设： 开关管q、二极管d均为理想器件； 电感、电容均为理想元件；电感电流连续； 当电路进入稳态工作时，可以认为输出电压为常数。在一个开关周期中，变换器有2种开关模态，其等效电路如图1.3所示，各开关模态的工作情况描述如下：（1） 开关模态0t0t1t0t1对应图1.3（a)。在t0时刻，开关管q恰好开通，二极管d截止。此时： （式1-1）电感中的电流线性上升，式1-1可写成： （式1-2）（2） 开关模态1t1t2t1t2对应图1.3（b)。在t1时刻，开关管q恰好关断，二极管d导通。此时： （式1-3）电感中的电流线性下降，式1-3可写成： （式1-4）式中toff为开关管q的关断时间。在稳态时，联解式1-2与式1-4可得： （式1-5）输出电流平均值： （式1-6） 图1.3(a) t0t1 图1.3(b) t1t2图1.3(a) t1t2的主要工作波形图1.3(b) t1t2的主要工作波形1.3 buck变化器外特性在恒定占空比下，变化器的输出电压与输出电流的关系uo=f(io)称为变换器的外特性。式1-5表示了电感电流连续时变换器的外特性，输出电压与负载电流无关。当负载电流减小时，可能出现电感电流断续现象。图1.4为电感电流断续时电流波形图。由式1-2与式1-4可知，当输入电压和输出电压一定时，为常数。由式1-6可见，当负载电流减少到时，此时最小负载电流，即为电感临界连续电流： （式1-7）由式1-2及式1-5得，带入式1-7得： （式1-8）由上式可见，临界连续电流与占空度的关系为二次函数，当d=1/2时，临界连续电流达到最大值： （式1-9）当电感电流断续时，即在toff结束前续流二极管的电流已下降到0，此时输出的平均电流为： （式1-10）式中，为开关管关断后电感电流持续的时间，并且： （式1-11）稳态时，由式1-11得： （式1-12）将式1-11及式1-12带入式1-10得： （式1-13）即： （式1-14）图1.4 电感电流断续时电流波形可见在电流断续区，输出电压与输入电压之比不仅与占空比有关，而且与负载电流有关。2 buck变换器参数设计2.1 buck变换器性能指标l 输入电压：vin=1322vdc（额定输入电压为17.3v）；l 输出性能：vout=12vdc； vout(p-p)25mv； 当iout=0.1a时，电感电流临界连续。l 开关频率：fs=20khz。2.2 buck变换器主电路设计2.2.1 占空比d根据buck变换器的性能指标要求及buck变换器输入输出电压之间的关系求出占空比的变化范围： （式2-1）2.2.2 滤波电感lf（1）滤波电感量lf计算变换器轻载时，如果工作在电流连续区，那么为了保持一定的输出电压，占空比大为减小，也就是说开关管导通时间很短。如果这个时间小于开关管的存储时间与最小控制时间之和，变换器的输出将出现失控或输出纹波加大，因此希望变换器工作在电感电流连续状态。所以，以最小输出电流iomin作为电感临界连续电流来设计电感，即。在q关断时，由式1-4得： （式2-2）由lflf(min)，取lf=360uh。（2）滤波电感lf设计 的电流时单向流动的，流过绕组的电流具有较大的直流分量，并叠加一个较小的交流分量，属于第三类工作状态。因此磁芯最大工作磁密可以选的很高，接近于饱和磁密； 的电流最大值为； 初选磁芯大小。初步选择tokin公司的feer42磁芯，其有效导磁面积； 初选一个气隙大小，以计算绕组匝数。取气隙，由式子得： （式2-3）取n=4匝； 核算磁芯最高工作磁密bm。由下式计算得： (式2-4）feer42磁芯的材质为2500b,其饱和磁密为，显然，符合要求。 计算绕组的线径。输出滤波电感电流有效值的最大值，取电流密度为，用线径为的漆包线，则需要其根数为： （式2-5）取根。核算窗口面积。当用26根由线径为的漆包线来绕制时，其总的导电面积为： （式2-6）取填充系数，则需要磁芯的窗口面积为： （式2-7）手册表明，feer42的窗口面积为，远远超过所需窗口面积，因此可以绕下。从前面的分析中可知，用feer42磁芯来绕制输出滤波电感是合理的。综上，由于feer42较常用，一般都选用该种磁芯；同时工作磁密远远小于饱和磁密，其铁损非常小。2.2.3 滤波电容cf（1） 滤波电容量cf计算在开关变换器中，滤波电容通常是根据输出电压的纹波要求来选取。该buck变换器的输出电压纹波要求vout(p-p)25mv。若设，即全部的电感电流变化量等于电容电流的变化量，电容在时间间隔内充放电，电容充电的平均电流： （式2-8）电容峰峰值纹波电压为： （式2-9）因此，得： （式2-10）取，d=0.4时，cf的值最大。即： （式2-11）由cfcf(max)得，取cf=10uf。（2）滤波电容的耐压值输出滤波电容的耐压值决定于输出电压的最大值，一般比输出电压的最大值高一些，但不必高太多，以降低成本。由于最大输出电压为24v，则电容的耐压值为24v。（3）滤波电容的选取由输出滤波电容的电容量cf=4.7uf，耐压值为24v，留有一定的裕量，则选取10uf/50v电容。2.2.4 开关管q的选取该电路的输入电压是30v60v，则开关管耐压值为60v，电流的最大值为，其开关频率为，因此选用的mosfet管mtd6n15t4g，其额定值为。2.2.5 续流二极管d的选取续流二极管所承受的最大反向电压为vin=60v；在时，二极管电流的有效值为；续流二极管的工作频率为f=200khz。考虑一定的裕量，选用肖特基二极管sr150-1，其电压和电流额定值为：120v/2a。3 buck变换器开环仿真3.1 buck变换器仿真参数及指标为了验证开环工作原理及正确性，采用saber软件对电路做了仿真分析。仿真所用的参数为：l 输入直流电压：vin=3060vdc(额定输入为48v）；l 输出直流电压：vo=24v；l 开关频率：fs=200khz；l 输出电流：io=2a；l 输出滤波电感：lf=360uh；l 输出滤波电容：cf=10uf；l 开关管：mosfet，mtd6n15t4g；l 续流二极管：肖特基，sr150-1；3.2 buck变换器开环仿真结果及分析图3.1给出仿真结果，波形依次为：开关管q的驱动、a点电压波形、开关管电流波形、续流二极管电流波形、滤波电感电流波形、输出电压波形。图3.2给出输出波形图。其波形依次为输出电流波形、输出电压波形。由于是开环仿真，输出电压不稳定，纹波较大且易受到外界干扰。从波形图上可得，仿真波形与理论分析波形一致。图3.1 buck变换器的主要工作波形图3.2 buck变换器的输出波形4 buck变换器闭环控制的参数设计4.1 闭环控制原理为了使变换器的输出电压稳定达到所要求的性能指标，需要对变化器进行闭环控制。其工作原理为：输出电压采样与电压基准送到误差放大器，其输出经过一定的补偿后与锯齿波，即调制波进行交截来控制占空比，从而控制开关管q的通断，控制输出电压的稳定，同时还有具有一定的抑制输入和负载扰动的能力。图4.1为闭环控制电路的基本原理图。图4.1 buck电路闭环控制基本原理图图4.2 pwm型dc/dc变换器的小信号模型为了实现闭环控制，为了进一步研究参数对闭环控制的影响，建立pwm型dc/dc变换器的小信号模型，如图4.2所示。gc(s)为补偿器的传递函数，gvd(s)为低通滤波器的传递函数，vm为载波信号的峰峰值。从小信号模型分析，其环路增益t(s)=h(s)gc(s)gvd(s)/vm。要到到闭环控制的目的，其环路增益t(s)要满足一定的条件： 环路增益在低频段要有高增益，呈现积分特性，使系统成为误差系统； 环路增益在中频段要提供足够的相角裕度，使系统稳定； 环路增益在高频段要具有-40db/dec的斜率，以抑制高频干扰。4.2 buck变换器的闭环电路参数设计4.2.1 gvd(s)的传递函数分析在ccm情况下，占空比（d）到输出电压（vo）的小信号传递函数为： （式4-1）其中，该buck变换器的输入电压为30v60v（额定输入为48v），输出电压为24v，输出电流为2a，lf=380uh，cf=4.7uf，取rl=5m，rc=25m，用mathcad画出gvd(s)的幅频特性曲线及相频特性曲线，如图4.3（a）、图4.3（b）所示。下面为mathcad计算过程： 图4.3（a） gvd(s)的幅频特性曲线从图4.3(a)可以求得，gvd(s)的低频增益为33.625db，谐振频率fr=2.52khz，截止频率fc=18.67khz，并且斜率为-40db/dec，这是一个典型的低通滤波器。遇到滤波电容cf的esr产生的零点处频率636.6khz时，幅频特性曲线斜率变为-20db/dec。图4.3(b) gvd(s)的相频特性曲线从4.3（b）图中可求得，其相角裕度为5.868度。可以看出，相角裕度不足，要进行补偿设计。4.2.2 补偿环节gc(s)的设计对于补偿电路有很多种形式，有单零补偿、单极补偿、单零单级补偿、单零双极补偿、双零双极补偿、双零三极补偿，下面以下的5中方式进行补偿，并做出比较。 单极补偿； 单零单极补偿； 单零双极补偿； 双零双极补偿； 双零三极补偿。用mathcad作出以上5中情况补偿的环路增益t(s)的幅频与相频特性曲线，如图4.4(a)、图4.4(b)所示。经过比较，最后选取最佳补偿情况，第五种补偿方法：双零三极补偿。图4.4(a) 5种补偿方式的环路增益t(s)的相频特性曲线图4.4(b) 5中补偿方式的环路增益t(s)的相频特性曲线从gvd(s)的幅频特性及相频特性分析可知：低频增益为33.625db，截止频率fc=18.67khz，相角裕度为5.868度。则其低频增益太小，截止频率不是足够大，相角裕度过小。因此要进行补偿，从环路增益t(s)=gvd(s)gc(s)h(s)/vm来分析。（1）确定环路增益的截止频率fc为了使系统响应速度较快，那么fc越大越好；为了抑制开关频率出的干扰，fc取的越小越好。因此，fc要这种考虑。通常取fc=(1/41/6)fs。这里取fc=1/5fs=40khz。由|gvd(40khz)|=0.212得： 若参考电压vref=5v，则h(s)=5/24；又取vm=2.4v，那么：（2）环路增益低频段要有高增益由gvd(s)的幅频特性曲线可知，在低频段增益较低，因此要通过补偿电路提供积分环节，这样提高了系统的型别，使系统成为误差系统。（3）环路增益高频迅速衰减通过补偿电路增加2个极点，一个用来消除esr所引起的零点的影响，另一个用来使高频段以-40db/dec的斜率衰减。（4）环路增益要有足够的相角裕度通过补偿电路增加2个零点，对二阶震荡环节的相位进行补偿，从而获得足够的相角裕度。综上所述，补偿电路采用双零双极和积分环节的电路，补偿电路如图4.5所示图4.5 补偿电路图从图4.4的补偿电路图可得： （式4-2）其中，4.2.3 补偿环节参数设计环路增益t(s)=gc(s)gvd(s)h(s)/vm，且要保证其截止频率fc=40khz，并且满足t(s)性能要求，令：其中，c为截止角频率，c=2fc。根据|gc(fc)|=54.34得，1=1/(1.663e-5)。因此，由下面的方程解出各参数：先取r1=16.63k，则解得各参数如下：最后取各参数如下：下面使用mathcad求解gc(s)的过程，同时图4.6(a)、图4.6(b)给出了环路增益t(s)的幅频特性及相频特性曲线，图4.7(a)、图4.7(b)给出了选定实际参数后的环路增益t(s)的幅频和相频特性曲线。、图4.6(a) 环路增益t(s)的幅频特性曲线图4.6(b) 环路增益t(s)的相频特性曲线 图4.7(a) 选定实际参数后的环路增益的幅频特性曲线 图4.7(b) 选定实际参数后的环路增益的频特性曲线图4.7(a) 选定实际参数后的环路增益的幅频特性曲线从图4.7(a)、4.7(b)的环路增益特性曲线可知：满足t(s)在低频段有高增益，在截止频率出斜率为-20db/dec，在高频段以-40db/dec的斜率衰减；同时相角裕度为78.525度。5 buck变换器闭环仿真5.1 buck变换器闭环仿真参数及指标为了验证闭环控制的工作原理及正确性，采用saber软件对电路做了仿真分析。仿真所用的参数为：l 输入直流电压：vin=3060vdc(额定输入为48v）；l 输出直流电压：vo=24v；l 开关