隔离多输入变流器研究 毕业论文.doc

本科毕业设计（论文）隔离多输入变流器研究 燕 山 大 学2011年 6月 本科毕业设计（论文）隔离多输入变流器研究学院（系）：电气工程学院 专 业：07级应用电子 学生 姓名： 学 号：070103030092 指导 教师： 答辩 日期：2011年6月24日 燕山大学毕业设计（论文）任务书学院： 系级教学单位： 学号070103030092学生姓名卢耶底专 业班 级应电1班题目题目名称隔离多输入变流器研究题目性质1.理工类：工程设计 （ ）；工程技术实验研究型（ ）；理论研究型（ ）；计算机软件型（ ）；综合型（ ）2.管理类（ ）；3.外语类（ ）；4.艺术类（ ）题目类型1.毕业设计（ ） 2.论文（ ）题目来源科研课题（ ） 生产实际（ ）自选题目（ ） 主要内容对现有的隔离型多输入变流器进行了解，确定其控制方式，完成控制系统的设计，进行仿真研究。主要内容：1 综述隔离型多输入变流器的控制方法2 设计适合于隔离型多输入变流器控制的控制系统3 设计或者寻求建立用于仿真的变换器数学模型4 使用合适的软件完成仿真基本要求1按电气工程学院本科生学位论文撰写规范的要求完成设计说明书一份（不少于2.4万字），a0图纸一张。2说明书及插图一律打印，要求条理清晰、文笔流畅、图形及文字符号符合国家现行标准。3按教研室指定的地点进行设计，严格按进度计划完成毕业设计任务。参考资料1ieee trieee trans on power electronics 各年度杂志论文2电力电子技术杂志3电机工程学报4自己收集的参考文献周 次第14周第58周第912周第1316周第1718周应完成的内容资料检索，课题设计任务分解，主要工作过程分析，仿真软件学习控制方案理论分析与表达式推导，基本仿真研究控制方案仿真系统性能优化，总结，撰写论文撰写论文，答辩指导教师：王宝诚职称：教授 2010年12月30日系级教学单位审批： 年 月 日摘要摘要人类生活和电力息息相关、密不可分。目前电力的主要来源仍旧是靠火力发电与核能发电。火力发电由自然界有限的化石能源燃烧产生热能，热能再转化为机械能，再由机械能经过发电机转化为电能。对于核能发电，25年前的切尔诺贝利核电站事故和今年的日本福岛核电站发生的事故，使得核电在安全性方面又令人担忧。在这个背景下，利用可再生能源发电在世界各国越来越受到重视。太阳能和风能是真正纯净、无污染而且易于取得的能源，用之不竭、取之不尽，而且太阳能和风能能在日夜、季节互补。传统的新能源分布式供电系统中每种能源形式均需要一个dc-dc变换器，将各能源变成直流输出，并联在公共直流母线上给直流负载供电。此装置结构复杂，成本亦较高。为了简化电路结构，可以用一个多输入直流变换器(multiple-input converter，mic)代替多个单输入直流变换器。mic允许多种能源输入，输入源的性质、幅值和特性可以相同也可以有较大差别。多个输入可以分别或者同时向负载供电，提高系统的灵活性和稳定性，实现能源优先利用并且降低系统成本。本文旨在提出一种新的双输入zeta型电路拓扑结构的变换器，两个输入源同时或只有一个时均能正常工作，向负载输出电能。之后在实现多输入的基础上改进电路拓扑结构，加入变压器进行电气隔离，提高电路工作的可靠性。关键词多输入；dc-dc变换器；zeta型变换器；隔离变压器iiiabstractabstractelectricity is so related to humans daily life. currently the main source of generating electricity power is still by thermal and nuclear. thermal generation is by the combustion of limited fossil fuels into heat power, then transforming heat power into mechanical power, at last transforming mechanical power into electricity via generation. for the nuclear power, considering the chernobyl nuclear accident 25 years ago in former soviet union and fukushima nuclear power plant accidents this year in japan, most people have concern in security in nuclear power generation. in this context, the use of renewable energy getting more and more attention in the world.solar and wind power is real pure, clean and easy to get, and they are inexhaustible. they can also complement each other in the day and night, and seasons. the traditional distributed power supply system in new energy forms each form of new energy need a dc-dc converter, converting power source into dc out-put, parallel to the common dc bus supplying for the load. this device structure is complex and cost higher. to simplify the circuit structure, we can use a multiple-input dc-dc converter (mic) instead of multiple single-input dc-dc converters. mic allows for a variety of energy input, the nature, the amplitude and the characteristics of energy inputs can be the same and also can be quite different. multiple inputs can separately or simultaneously serve the load. this improve the system flexibility and stability, take advantage of energy use, and cost less.this paper presents a new type of two-input zeta converter circuit topology, the two inputs at the same time or only one input can also out put power to the load. then, giving an improvement based on this multiple-input converter topology by adding electrical isolation transformer to improve the reliability of the circuit.keywordsmultiple-input; dc-dc converter; zeta converter; isolation transformer 目 录摘要iabstractii第1章 绪论11.1 课题背景11.2 传统多输入变换器系统21.3 新型多输入变换器21.3.1 脉冲电源的分类31.3.2 脉冲电源的连接原则41.3.3 mic的隔离方式51.3.4 隔离型mic拓扑71.4 本章小结8第2章 双输入zeta型dc-dc变换器92.1 单输入zeta变换器92.2 双输入zeta变换器拓扑结构与工作状态102.3 双输入zeta型dc-dc变换器的基本数量关系132.4 双输入zeta型dc-dc变换器参数计算142.5 双输入zeta型dc-dc变换器仿真152.6 本章小结21第3章 隔离双输入zeta型dc-dc变换器223.1 隔离双输入zeta型dc-dc变换器拓扑结构223.2 隔离双输入zeta型dc-dc变换器电路工作原理233.3 隔离变压器的设计263.4 隔离双输入zeta型dc-dc变换器仿真293.5 本章小结34结论36参考文献37致谢39附录1 开题报告40附录2 文献综述48附录3 中期检查报告53附录4 中文译文57附录5 外文原文64参考文献第1章 绪论1.1 课题背景人类与电力的需求息息相关密不可分，一旦停止供电，在社会与民生方面产生的影响颇为严重，对工厂生产、政府工作则带来更大的冲击。目前电力的主要来源还是靠火力发电与核能发电，火力发电由化石燃料燃烧将热能转化为机械能，再由机械能转化为电能；而核能则由核裂变产生的能量转化为机械能再发电。然而，人们对核能发电的安全有所担忧(在二十五年前乌克兰切尔诺贝利核电站事故以及近期日本福岛核电站事故)，全球化石燃料有限且日益减少，更是带来环境污染和温室效应。因此，利用可再生能源来发电已经被广为重视，尤其是利用太阳能和风能发电，更受到各国青睐并已经开始在很多地区修建太阳能发电厂与风能发电厂。目前以太阳能与风能供电的应用产品在世界各国日益增多，尤其是日本、德国、荷兰、意大利、奥地利等国，虽然其他国家日照量及年平均日照时长数均不如我国，但仍计划将太阳能普及在一般家庭的应用上。在2010年，我国已经成为全球风电装备最大的消费者和生产者1，在经济快速增长和电力需求增加的大背景下，风电的迅猛发展，在中国应对能源结构多样化、环境保护和节能减排等挑战中扮演着不可替代的角色。在我国可再生能源中长期发展规划2更是提出到2010年使可再生能源消费量达到能源消费总量的10%，到2020年达到15%的发展目标。为了能有效利用阳光光电与风力发电，将两种发电系统整合，提高供电电量，达到季节与日夜互补的功效，提升再生能源供电的可靠度及电源效率，是一个很重要的课题。传统的新能源分布式供电系统中每种能源形式均需要一个dc-dc变换器，将各能源变成直流输出，并联在公共的直流母线上，供给直流负载，结构较复杂，且成本较高。为了简化电路结构，可以用一个多输入直流变换器(multiple-input converter，mic)代替多个单输入直流变换器。mic允许多种能源输入，输入源的性质、幅值和特性可以相同，也可以差别很大，多输入源可以分别或同时向负载供电， 因此提高了系统的稳定性和灵活性，实现能源的优先利用，并且降低系统成本。1.2 传统多输入变换器系统如前面叙述的，传统新能源分布式供电系统中每种能源都需要一个dc-dc变换器，将各个输入源变成直流输出，最后并联在公共的直流母线上，再供给直流负载，结构复杂，成本高3。图1-1 传统mic系统图如图1-1所示即为传统分布式供电系统的系统图，每个输入源均需要一个dc-dc变换器，输出并联为负载供电。1.3 新型多输入变换器新型多输入变换器具有同时或分时供电、体积小、效率高、便于集中控制的优点，其系统图如下：图1-2 新型mic系统图新型多输入变换器可分为同时供电和分时供电两类，增加多个输入电压源与原来的输入电压源并联可以得到基本的多输入buck变换器，该方法还可应用于buck-boost变换器、forward变换器和flyback变换器。多输入forward变换器和多输入flyback变换器属于隔离型多输入变换器。在这些变换器中，各输入电压源及其串联开关连接于各自独立变压器的一次绕组，同时共用一个变压器二次绕组，但此类mic在任何时刻只有一种输入源向负载提供能量，属于分时供电mic。为了实现同时供电，一些新的mic拓扑相继被提出，例如buck和buck-boost型mic，它们共用一个由电感、电容构成的输出滤波电路，减少了无源元件数量，多绕组隔离型mic包括半桥和全桥mic等，此类变换器实现了输出电路电气隔离。mic的电源均为脉冲电源单元，包括脉冲电压源单元(pulsating voltage source cell, pvsc)和脉冲电流源单元(pulsating current source cell, pcsc)，将其应用于非隔离型变换器中可以得到一些非隔离型mic电路拓扑，将这些脉冲电源单元合理连接，并与合适的输出滤波电路级联，得到了一些非隔离型和隔离型mic，实现了多输入源既能同时又能分时地向负载传递能量。对于隔离型mic，每增加一个输入源需要增加一个一次绕组，随着输入源数量增加，一次绕组也相应增多，变压器的制作将变得较为困难， 而且各绕组之间难以做到良好的耦合，导致漏感增大，损耗增加。1.3.1 脉冲电源的分类由输入源和开关网络可以得到psc，它分为pvsc和pcsc，pvsc包括buck型、cuck型和zeta型三种，如图1-3a)、b)、c)所示；pcsc包括boost型、buck-boost型和sepic型三种，如图1-3d)、e)、f)所示。4 a)buck型pvsc b)cuck型pvsc c)zeta型pvsc d)boost型pcsc e)buck-boost型pcsc f)sepic型pcsc图1-3 pvsc和pcsc1.3.2 脉冲电源的连接原则当多个脉冲电源需要连接时，多个pvsc可以串联，如图1-4(a)所示；多个pcsc可以直接并联，如图1-4(b)所示。在这两种组合方式中，多个输入源既可以同时也可以分时向负载供电5。 a)pvsc串联 b)pcsc并联图1-4 脉冲电源连接组合根据基尔霍夫定律可以知道，电压大小不等的电压源不能直接并联、电流大小不等的电流源不能直接串联。由于pvsc是包括开关管q和二极管vd的有源开关网络，与传统电压源不同，因此只要合理控制各个pvsc中开关管的开通和关断，保证在任一时刻只有一个pvsc向负载提供能量，多个pvsc也可以并联，如图1-4(c)所示。类似只要合理控制各个pcsc中的开关管，保证任一时刻只有一个pcsc向负载提供能量，多个pcsc也可以串联。但是实际电路中，由于pcsc中的独立电流源一般由电压源和电感串联组成，并不是理想电流源。当pcsc不向负载提供能量时，其开关管q将一直导通，电感电流将一直增大到电感饱和，损坏功率器件。因此多个pcsc不能串联工作。1.3.3 mic的隔离方式为了提高mic工作的可靠性，在输出端要进行电气隔离，隔离主要采用变压器隔离，隔离的形态主要有以下四种6：图1-5 单端反激隔离方式如上图1-5所示为单端反激隔离方式，这种隔离最大的优点是简单，只使用一个磁元件、一个开关就可以完成隔离和升、降压的变换任务。由于它是在返程中进行能量转换，因此变换器传送能量的能力就与开关闭合期间的磁储能多少有关，所以变换器功率受到隔离变压器磁芯的饱和程度限制。因此反激变换器常用于小功率场合。图1-6 单端正激隔离方式上图1-6所示为正激隔离方式，当需要大功率变换的场合常用到这种隔离方式。正激变换在开关闭合期间实现能量的变换与传递的。在正激变换中，变压器的原、副绕组同时工作，副绕组中的电流产生的磁通将抵消原边电流产生的磁通，因此可以传递更大的功率。图1-7 推挽隔离方式图1-7所示为推挽变压器隔离方式，推挽隔离方式中两个开关轮流交替工作，其输出电压波形非常对称，并且开关电源在整个周期之内都向负载提供功率的输出，因此其使出电流瞬态响应速度很高，电压输出特性很好。推挽式开关电源是所有开关电源中电压利用率最高的开关电源，它在输入电压很低的情况下仍然能维持很大的输出功率。图1-8 全桥隔离方式上图1-8所示为全桥变压器隔离方式，全桥隔离方式其优点是输出功率大，工作效率高，开关所需耐压低。全桥变换器主要用于输入电压比较高的场合，在输入电压很高的情况下，采用全桥变压器开关电源其输出功率要比推挽式变压器开关电源的输出功率大很多，但电源利用率却比推挽式的低。其最大的缺点是会出现半导通区，损耗大。1.3.4 隔离型mic拓扑前面叙述了各种pvsc和pcsc，以及变换器输出隔离的方式，那么很容易的将多个pvsc串联或者将多个pcsc并联起来，再对输出进行滤波，就可以给负载提供能量了。这些pvsc或者pcsc既可以同时也可以分时向负载供电。如果需要电气隔离，根据需要将未隔离的mic输出选择一种隔离方式接入，输出再滤波，就组成了所需要的隔离型mic的电路结构7。图1-9 buck型mic上图所示为buck型mic，将多个buck型pvsc串联，再对输出进行滤波，为负载提供能量。图1-10 单端反激隔离型buck mic图1-10就是在buck型mic的基础上对输出进行单端反激变压器隔离，再整流滤波为负载供电。1.4 本章小结在这一章中，介绍了传统多输入变换器的结构，着重介绍了新型多输入变换器的电路拓扑结构，提出了几种可以实际应用的多输入变换器结构，该类型多输入变换器的多个输入源既能分时又能同时工作。之后介绍了4种变压器隔离方式，对上面的多输入变换器进行电气隔离来提高工作的可靠性。第2章 双输入zeta型dc-dc变换器由于各参考文献中出现的多输入变换器多为buck型、boost型及buck-boost型，本文提出一种基于zeta型变换器的双输入变换器，其主要优点就是输出电压可调，两个输入源既可以单独为负载供电，也可以同时工作，两个输入源一起为负载提供能量。2.1 单输入zeta变换器单输入zeta变换器的电路结构如下图所示8：图2-1 zeta变换器电路结构电路由输入源vin，开关s，电感l、lf，电容c、cf，二极管vd和负载r共同构成。开关闭合前后的等效电路结构如图2-2(a)(b)所示。其中l是赋能电感，主要完成能量的汲取和转移，lf是滤波电感，它和cf共同构成串联电感滤波。 a)开关闭合 b)开关断开图2-2 zeta变换器开关闭合前后等效电路结构开关闭合，l从输入电源汲取能量，建立电感电流，同时，输入电源与电容c的电压加在二极管vd两端，并引起电感lf的电流增加向输出端输送能量；当开关断开后，两个电感电流不能突变，电感l通过二极管vd对电容c充电完成续流，电感lf也通过二极管vd对输出电容cf和负载r提供电流完成续流过程，下一个开关周期重复上述动作来传递能量9。2.2 双输入zeta变换器拓扑结构与工作状态在zeta型pvsc的基础上，将两个zeta型pvsc串联，再经过串联电感滤波，就构成了zeta型双输入变换器10。图2-1 双输入zeta型变换器电路上图2-1所示即为双输入zeta型变换器的电路结构。根据开关s1和s2的开通与闭合状态，该电路处于4种不同的工作状态11。 a)s1导通，s2关断b)s1,s2均导通 c)s1关断，s2导通 d)s1,s2均关断图2-2 双输入zeta型dc-dc变换器4中工作状态a)状态i：开关s1导通，开关s2关断，二极管d1关断，二极管d2导通，vin1通过开关s1、电容c1、滤波电感lf和二极管d2为负载输出功率，为滤波电容cf充电；电感l2通过二极管d2给电容c2充电。b)状态ii：开关s1和s2均导通，二极管d1和d2均关断，vin1与电容c1串联、vin2与电容c2串联，再串联起来共同通过滤波电感lf为负载输出功率，同时为滤波电容cf充电。c)状态iii：开关s1关断，开关s2导通，二极管d1导通，二极管d2关断，vin2通过开关s2、电容c2、滤波电感lf和二极管d1为负载输出功率，为滤波电容cf充电；电感l1通过二极管d1给电容c1充电。d)状态iv：开关s1和s2均关断，滤波电容lf通过二极管d1和d2完成续流，电感l1通过二极管d1为电容c1充电，电感l2通过二极管d2为电容c2充电。假设电路电流一直连续，开关s1和s2的工作频率相同，而占空比不同，且占空比d1d2，两个开关导通的相位差=0，那么电路工作在一个周期内的状态顺序为：状态ii状态i状态iv状态ii状态i每个周期开始时，开关s1和s2均导通(状态ii)，之后因为占空比d1d2，s2先关断(状态i)，之后s1也关断，电路续流(状态iv)，再下一个周期开始，周而复始。理想的开关s1、s2的驱动信号和滤波电感电流如下图所示12：图2-3 理想驱动波形及滤波电感电流在s1和s2导通期间，vin1和vin2一起向负载供电，滤波电感电流ilf上升较快，之后s2关断，只有vin1为负载供电，滤波电感电流ilf上升速度减慢，再等到s1关断后，滤波电感电流ilf开始下降，通过二极管续流直到下一个周期到来。2.3 双输入zeta型dc-dc变换器的基本数量关系普通单输入zeta型dc-dc变换器的电路基本数量关系再不赘述，下面是双输入zeta型dc-dc变换器工作在上节状态顺序下的基本数量关系：在状态ii中：(2-1)在状态i中：(2-2)在状态iv中：(2-3)由电感伏秒平衡关系有：(2-4)根据式(2-1)-(2-3)那么输出电压：vo=vin1m1+vin2m2(2-5)其中m为单输入zeta型dc-dc变换器的增益，m=d/(1-d)。同理，若d1d2，取d1=0.4，根据式(2-6)计算得d2=0.29。开关s1的驱动脉冲参数为： v1=0v，v2=15v，td=0s，tr=10ns，tf=10ns，pw=4 us，per=10us。开关s2的驱动脉冲参数为：v1=0v，v2=15v，td=0s，tr=10ns，tf=10ns，pw=2.9us，per=10us图2-10 开关s1和开关s2的驱动波形图2-10中表示的就是在以上脉冲参数下的开关驱动波形，可以看出开关s1的占空比要比开关s2的占空比大，他们的周期相同，初始相位也相同。图2-11 二极管d1、d2两端电压vab、vcd和a、d点之间电压vad的波形通过图2-11可以看出双输入zeta型dc-dc变换器的两个脉冲输入源既可以分时工作，又可以同时工作，也验证了图2-4。在s1和s2同时导通期间，二极管d1和d2都承受反压关断，两个输入源(pvsc)vab、vcd叠加在一起串联向负载供电，电压叠加在一起，为两个脉冲输出源的和vad；s2先关断，之后只有vin1工作，vad变成和vab一样，直到s1也关断。图2-12 开关驱动波形、电容c1和c2的充放电波形及滤波电感电流ilf波形从上图也可以看出双输入zeta型dc-dc变换器两个脉冲输入源可以同时工作。当开关导通时，电容c1串联vin1、电容c2串联vin2同时向负载供电，两个电容电流均为负，滤波电感电流ilf上升较快；开关s2先关断，电感l2通过d2向c2充电，电容c2电流变正，而c1仍然串联vin1向负载供电，滤波电感电流上升较慢；之后开关s1也关断，电感l1通过二极管d1向电容c1充电，电容c1电流变正，滤波电感通过二极管d1和d2续流，电流下降但是仍然保持连续。图2-13 两个输入源同时工作时的输出电流、电压波形上图2-13为两个输入源vin1、vin2同时工作的输出电流电压波形，从波形中可以看出输出电压、电流纹波均控制在1%之内，波形比较理想。2.6 本章小结本章详细介绍了双输入zeta型dc-dc变换器的电路结构与电路工作原理，并对电路在只有一个输入源工作和两个输入源同时工作的不同情况分别进行了仿真，验证了该电路两个输入源既能分时也能同时为负载供电的优点。第3章 隔离双输入zeta型dc-dc变换器3.1 隔离双输入zeta型dc-dc变换器拓扑结构 上一章中所叙述的输出电压150v，输出电流2a的电路功率大约为300w，属于中功率直流变换器，如此当选择推挽式变压器隔离方式比较恰当。图3-1 推挽式变压器隔离方式图3-1表示的是推挽式变压器隔离方式，开关q1和q2在一个周期内分别导通半个周期，变压器原边的两个绕组轮流导电，在副边两个线圈上感应出电压，经过二极管整流、滤波电感电容的滤波之后输送给负载13。图3-2 隔离双输入zeta型dc-dc变换器将双输入zeta型dc-dc变换器的输出端接入推挽变压器，就构成了隔离双输入zeta型dc-dc变换器。推挽式变压器隔离方式的优点是可以提高电压的利用率但不增加开关数量，由于两个开关交替工作，磁芯双向磁化，因而不需要专门的磁复位环节。开关交替工作时，加在原边绕组上的是输出电源电压，因此这种电路的电压利用率高。与其他电路相比，推挽电路的主要缺点是主功率开关上承受的电压高达两倍的输入电压，如果考虑杂散电感造成的尖峰电压，那么开关所承受的电压还要更高。另外，变压器的初级绕组比全桥式电路多了一倍，增加了材料成本和制作难度。推挽式电路的电源电压利用率高的优点是用开关承受高电压的代价换来的。3.2 隔离双输入zeta型dc-dc变换器电路工作原理隔离双输入zeta型dc-dc变换器主要还是靠变压器输入端的两个串联的zeta型脉冲电压源的开关占空比来控制输出电压的。这两个脉冲电压源也既可以同时工作，又能分时工作，互不影响。两个输入源同时工作时，假设其工作频率相同，都是100khz，开关导通相位也相同，1#输入源的占空比d1大于2#输入源的占空比d2，假设变压器工作频率为10khz。按以上假设的工作情况组合下来，变换器工作情况有6种：a) 开关s1、s2、q1导通，开关q2关断b) 开关s1、q1导通，开关s2、q2关断c) 开关q1导通，开关s1、s2、q2关断d) 开关s1、s2、q2导通，开关q1关断e)开关s1、q2导通，开关s2、q1关断f)开关q2导通，开关s1、s2、q1关断图3-3 隔离双输入zeta型dc-dc变换器电路工作情况图情况a)：此时两个输入源的开关s1、s2均导通，两个输入源同时工作，为变压器原边提供电能。推挽变压器的开关q1导通，变压器原边只有上半部分线圈导通，同时输出侧感应出电压，上半部分的线圈产生的电压经过滤波输出给负载，而下半部分的线圈产生的电压由于二极管d4的阻碍，不能提供给负载。情况b)：开关s2先断开，只剩1#输入源工作，电感l2通过二极管d2续流为电容c2充电；推挽变压器的开关q1导通，变压器原边只有上半部分线圈导通，同时输出侧感应出电压，上半部分的线圈产生的电压经过滤波输出给负载，而下半部分的线圈产生的电压由于二极管d4的阻碍，不能提供给负载。情况c)：开关s1也断开，两个输入源均不工作；电感l1通过二极管d1为电容c1充电；电感l2通过二极管d2为电容c2充电；电容lf通过二极管d1、d=续流，为变压器提供正向电压；推挽变压器的开关q1导通，变压器原边只有上半部分线圈导通，同时输出侧感应出电压，上半部分的线圈产生的电压经过滤波输出给负载，而下半部分的线圈产生的电压由于二极管d=的阻碍，不能提供给负载。情况d)：与情况(a)相似，只不过推挽变压器的开关q2导通，变压器原边只有下半部分线圈导通，同时输出侧感应出电压，下半部分的线圈产生的电压经过滤波输出给负载，而上半部分的线圈产生的电压由于二极管d3的阻碍，不能提供给负载。情况e)：与情况(b)类似，只不过推挽变压器的开关q2导通，变压器原边只有下半部分线圈导通，同时输出侧感应出电压，下半部分的线圈产生的电压经过滤波输出给负载，而上半部分的线圈产生的电压由于二极管d3的阻碍，不能提供给负载。情况f)：与情况(c)类似，只不过推挽变压器的开关q2导通，变压器原边只有下半部分线圈导通，同时输出侧感应出电压，下半部分的线圈产生的电压经过滤波输出给负载，而上半部分的线圈产生的电压由于二极管d3的阻碍，不能提供给负载。由于输入源开关s1、s2的工作频率在100khz，而推挽变压器的开关工作频率是10khz，那么开关q1、q2轮流工作一次而开关s1、s2要开关十次，这样下来以上6中情况在一个变压器周期内的工作次序就是：(a)-(b)-(c)5 -(d)-(e)-(f)5即在一个变压器开关工作周期内，情况a)、b)、c)这样工作5次，情况d)、e)、f)再工作五次。在一个变压器工作周期之内，变压器磁芯被正向、反向各充能一次，这样变压器就不再需要进行磁复位。3.3 隔离变压器的设计1 高频变压器磁芯的选择14高频变压器是大多数开关电源变换器中的必备元件，它不像其他电子元件那样可以选择现成的成品，而是要根据实际的电路结构，需要自行设计参数，因为高频变压器涉及参数太多，如输入电压、输入电流、输出电压、输出电流、频率、温升、漏感、电感、磁性材料参数、铜损、铁损等等。如果对不同参数进行排列组合设计，将有多个不同变压器规格。开关电源变压器磁芯是地磁场强度下使用的软磁材料，它具有较高的磁导率、低的矫顽力和高的电阻率。如果磁导率高，在一定线圈匝数时，通过不大的激磁电流就能得到较高的磁感应强度，线圈就能承受较高的外加电压，在输出一定功率的要求下，可减小磁芯体积。磁芯矫顽力低，磁滞回路面积小，则磁滞铁耗就小。电阻率高，则涡流小，铁芯的涡流损耗就小。在软磁材料中，金属软磁材料在开关电源中用的较少，铁氧体磁芯中的mnzn铁氧体磁芯又称功率铁氧体磁芯。具有导磁率高、电阻率高、铁损小、价格便宜等优点，适合制作高频大功率变压器。变压器设计中最重要的铁芯参数选择根据是铁芯的磁化曲线，依据它选定变压器的额定磁通密度。磁通密度选的过高虽然可以减小变压器体积，但铁芯损耗加大，变压器漏感增加。因此选择磁通密度时要综合考虑，有时需要多次试验方可确定。选择磁芯几何尺寸常用的方法有面积乘积(ap)法和几何参数(kc)法两种。高频变压器的设计一般采用面积乘积法。这种设计方法的主要步骤如下：(a) 确定几个必要的参数：高频变压器的工作频率：f所用磁芯材料的额定磁通密度：b导线的电流密度：(b) 确定铁芯规格尺寸；(c) 计算原副边绕组匝数。上章中所设计的双输入zeta型dc-dc变换器的输出电压为150v，假设经过隔离变压器之后输出电压变为48v。2 铁芯设计15根据以上的分析步骤来设计高频变压器，该变换器的开关频率为10khz，最大磁感应强度bm选取0.15t，变压器的工作效率选取0.9，导线的电流密度选取200a/cm2,窗口的铜填充系数km选取0.4，铁芯的填充系数kc对于铁氧体取1。该变换器的设计功率为(3-1)带入数据pt=300w计算，得到ap=13.8cm2根据综合考虑，选取r2kb铁氧体磁芯ee85的铁芯。r2kb铁氧体磁芯ee85的中心柱截面积ae=7.67cm2，ee85的窗口面积aw=8.55cm2，则ap=65.6cm2，ap值远远大于计算值13.8，由此可见ee85的功率容量远远大于该变压器的设计功率，因此能够满足设计要求。3 变压器匝数的确定对于将变压器输入电压按10%的波动，因此最大输入电压vinmax为150+15=165v，变压器高压侧绕组的匝数np为：(3-2)其中kf为波形系数，对于正弦波，kf为4.44；对于方波，kf为4；fs是开关频率，bw是工作磁通密度，ae为铁芯中心柱截面积。计算得出np=35.8充分考虑到各种损耗，可取原边绕组匝数为36匝。变压器副边所需要的最小电压为：vsmin=vo+vd+vlo(3-3)其中vsmin为变压器副边所需的最小电压，vo为变压器的输出电压，vd为整流二极管的通态压降，vlo为输出滤波电感铜耗带来的直流压降。计算得到vsmin=48+1.5+0.5=50v因此变压器的变比为：n=vinmin/vsmin(3-4)其中vinmin为输入电压的最小值，按照10%的波动，vinmin=150-15=135v。可以求得n=135/50=2.7副边绕组匝数为：ns=np/n(3-5)计算得ns=36/2.7=13.33综合考虑取原边38匝，副边取14匝，变比为2.7。4 确定绕组线径计算原边电流平均值(有效值)：(3-6)带入数据po=300w，vinmin=135v，=0.9，算得ipd=2.47a。因为选取的导线电流密度选取200a/cm2，那么原边导线截面积：sp=ipd/(3-7)计算得sp=1.24mm2。计算变压器副边电流的平均值(有效值)：(3-8)带入vsmin=50v，算得isd=6.67a。选取的导线电流密度选取200a/cm2，那么副边导线截面积：ss=isd/(3-9)计算得ss=3.34mm2。由于推挽变压器原边副边都是带有中心抽头的绕组，上面的计算是将其等效为各是串联在一起的两个绕组计算得，那么原边和副边总截面积所占用的总窗口面积百分比：(3-10)带入上面的数据，计算得到a=22%，肯定能够绕下绕组3.4 隔离双输入zeta型dc-dc变换器仿真在图3-2中，变压器输出电压还需进行滤波。根据lc低通滤波频率公式，f取1khz，滤波电感lr经过计算取1.2mh，滤波电容cr取20f，负载电阻r为7.68。变换器增益： (3-11)式中n是变压器匝数比。对图3-2的电路图进行仿真，仿真步长100ns，仿真时间20ms。变压器选择pspice中的组件xfrm_lin/ct-pri/sec。仿真电路如下：图3-4 隔离双输入zeta型dc-dc变换器仿真电路图对图3-4进行仿真，电路前端波形与双输入zeta型dc-dc变换器相同，主要观察变压器的输入及输出电压，以及最终供给负载的输出电压波形。同上一章相同，先进行只有一个输入源工作的情形，即只有vin1工作：取d1=0.6，即开关s1的仿真pw=6us；开关s2不工作。图3-5 开关s1的驱动波形及二极管d1两端电压将图3-5与图2-5对比，可以看出两图波形几乎相同。这说明只有一个输入源工作时，变压器输入端之前的电路工作情况与没有进行变压器隔离时是相同的。图3-6 二极管d1两端电压及电流波形从图3-6(对比图2-6)仍然可以看出，开关s1导通时二极管d1承受正向反压关断，二极管d1中没有电流；当开关s1关断时，电感l1通过二极管d1续流，向电容c1充电的过程。图3-7 隔离变压器输入侧电压波形及负载上的输出电压波形图3-7所示为变压器输入侧的电压波形以及负载电压波形。从整体可以看出，输出波形较为稳定，形状十分理想，从启动到稳定只用了5ms的时间。加载在变压器输入侧的电压稳定在150v左右，负载上的电压也稳定在50v。图3-8隔离变压器输入侧电压波形及负载上的输出电压波形(放大)上图是将变压器输入侧的电压及负载电压的放大波形。可以看出输出电压纹波系数小于1%。只有2#输入源工作的原理及波形与上面的只有1#输入源工作的原理及波形相同，就略去不再赘述。当两个输入源同时工作时，开关s1的占空比d1=0.45，开关s2的占空比d2=0.25，即开关s1的pw取4.5us，开关s2的pw取2.5us。图3-9 开关s1和s2驱动波形、二极管d1和d2两端电压、二极管d1和d2中的电流以及变压器