第4章 电力电子电路.ppt

1、第4章 开关电源中的电力电子电路,4.1 开关电源中的电力电子电路的分类 4.2 非隔离型电路 4.3 隔离型电路 4.4 整流电路 4.5 回馈型电路 4.6 本章小节,4.1 开关电源中的电力电子电路的分类,开关电源中的电力电子电路，也就是主电路，是开关电源的核心电路。对主电路的分析，是进行开关电源选型的基础，也是主电路和控制电路设计的基础。 根据电路是否具备电能回馈能力、输出端和输入端是否电气隔离以及电路的结构形式等三个原则，可以对电力电子电路进行如图4-1所示的分类。 各种不同的电路有各自不同的特点和应用场合。总的来说，非回馈型比回馈型结构简单、成本低，绝大多数应用不需开关电源有回馈能

2、力。,非隔离型电路比隔离型电路结构简单、成本低，但大多数应用需要开关电源的输出端和输入端隔离，或需要多组相互隔离输出，因此隔离电路的应用较广。 非隔离型也有不少应用，像开关型稳压器、直流斩波器等。 本书所提到的电力电子电路，除非特别说明，都是指非回馈型电路。 在4.5节专门对回馈型电路做介绍。,4.2 非隔离型电路,4.2.1 降压（Buck)型电路 4.2.2 升压（Boost)型电路 4.2.3 升降压（BuckBoost)型电路 4.2.4 Cuk型电路 4.2.5 Sepic型电路和Zeta电路,4.2 非隔离型电路 引言,两个基本的原理： 稳态条件下，电感两端电压在一个周期内的平均值

3、为0。 （在一个周期内，电感电流的增量等于电流的减量） 稳态条件下，电容电流在一个周期内的平均值为0。 （在一周期内，电容的充放电量相等。）,直流变换器的工作原理,工作原理：图中S是可控开关，R为纯阻性负载。 占空比： T为开关S的工作周期，Ton为导通时间，Toff为关断时间。占空比 则 由波形可知输出电压的平均值为：,输出电压平均值的改变： D是01之间变化的系数，因此在D的变化范围内输出电压U0总是小于输入电压Ud，改变D值就可以改变输出电压的大小。 占空比的改变：通过改变Ton 或T都可以实现。,脉冲宽度调制方式（PWM控制方式）： 周期T不变，通过改变开通时间Ton改变占空比的控制方

4、式。 脉冲频率调制方式（PFM控制方式） ： 开通时间Ton不变，通过改变周期T改变占空比的控制方式。 混合调制方式： 周期T和开通时间Ton都改变来改变占空比的控制方式。,4.2.1 降压型直流变换器（Buck）,电路结构如图所示:,续流二极管,全控型器件 若为晶闸管，须有辅助关断电路。,输入直流电压,滤波电感,滤波电容,负载,Buck变换器电感电流连续状态时的工作特性： Buck变换器有两种可能运行的情况：电感电流连续模式CCM和电感电流断续模式DCM。电感电流连续是指电感电流在整个周期内都存在；而电感电流断续是指电感电流在开关管V阻断期间后期一段时间内，电感电流已降为0。处于这两种情况的

5、临界点称为电感电流临界连续状态，这时在开关管阻断结束，电感电流刚好结束。 理想的电力电子变换器 开关管V和二极管VD从导通变阻断或从阻断变导通，过渡时间为0，且通态压降为0，断态漏电流为0。 在一个周期内，输入电压Ud保持不变，输出电压有很小的纹波，可认为Uo保持恒定。 电感和电容均为无损耗的理想储能元件。 线路阻抗为0。,两种开关状态：,在一个周期内，Ton期间，V导通，VD截止，称为开关状态1；Toff期间，V阻断，VD导通，称为开关状态2.,开关状态1 Ton期间， V导通，VD截止，等效电路见（图4.2a） 令t=0时，开关管V导通，电源电压Ud通过V给负载供电，电感储能，由于输出滤波

6、电容两端的电压Uo保持不变，所以电感两端的电压 uLUdUo保持不变，所以电感电流线性增加，在t =Ton =DT时，iL达到最大值。 在此期间， iV iL，也是线性增加的；ic iL Io，也是线性增加的。 电感电流的增量为：,开关状态2 Toff期间， V截止，VD导通，等效电路（图4.2b） tTon时，开关管V阻断，电感电流不能突变，VD导通为L续流。电感释放能量，给负载供电，由于输出滤波电容两端的电压Uo保持不变，所以电感两端的电压 uL-Uo保持不变，所以电感电流线性减小，在t =T 时，iL减小到最小值。 此期间， iVD iL，是线性减小的；ic iL Io，也是线性减小的，

7、从ILmax-Io 减小到ILmin-Io 。 电感电流的减小量为： 当tT后，开关管开通，进入下一个周期。,结论： 当电路处于稳态时，电感电流得增加和减小量是相等的，由、 可以得到： 因为： 所以： 因此：Buck直流变换器为降压型直流变换器 电压电流基本关系： 假设变换器没有能力损耗，则： 从而得到输入和输出电流之间的关系,见图4.2（c） 稳态时，一个开关周期内，C的充放电平均电流相等，所 以负载输出的平均电流Io 就是iL 的 平均值 ，即： 这样就可以求出电感电流的最大和最小值： 开关管V和二极管VD的电流幅值与电感电流最大值相等 开关管V和二极管VD的电压幅值相等 电容在一个周期内

8、的放电电荷为： 输出电压的脉动量（脉动峰-峰值)为:,2. Buck变换器电感电流断续状态时的工作特性： 三种开关状态 与电感电流连续的状态时相比，增加了V和VD都截止的第三种工作状态。如图所示： 临界连续状态,临界负载电流 当实际负载电流 IoIok，电感电流连续，否则电感电流断续。,3.降压斩波电路设计举例,（1）设计指标： 输入电压：200300V直流 输出电压：180V 最大输出电流：20A 开关频率：20kHz 输出电压纹波：1V （2）设计步骤 首先选择元件电压：,开关管、二极管最高电压： 输入电压最大值300V 输出滤波电容电压： 输出电压180V,选择输出电感纹波电流： 开关管

9、、二极管电流峰值： 电感电流峰值： 输出滤波电容纹波电流： 电感纹波电流： 电感电流有效值： 近似等于输出电流 20A 设计电感：,输出电容的计算（理想电容）： 输出电容的计算（考虑电容等效串联电阻）：,初选开关管为: IGBT APT APT30GT60BR (600V, 30A) 二极管为: IXYS DSEI30-06A (600V, 37A),APT APT30GT60BR主要参数 正向压降(30A) 2.2V 正向最大电流(25) 58A 正向最大电流(100) 30A 结壳热阻 0.5K/W IXYS DSEI 30-06A 主要参数 正向平均电流(85) 37A 正向压降(37A

10、) 最大1.6V 结壳热阻 1K/W,IGBT损耗估算 通态损耗最大值: 开关损耗估计: 结壳温差: 二极管损耗估算 通态损耗最大值: 开关损耗估计: 结壳温差: 散热器热阻计算 初选散热器表面温度: 80 核算二极管和IGBT结温: IGBT 114.8 二极管 98.4 计算散热器热阻,4.2.2 升压型直流变换器（Boost）,典型电路：如下图所示。,输入直流电压,升压电感,保持输出电压恒定,负载,续流二极管,全控型器件。,滤波电容,电路结构和升压原理 像Buck变换器那样，在电源和负载之间串接一个通-断控制的开关器件，不可能获得高于电源电压的直流电压。为了获得高于电源电压的直流输出电压

11、，一个简单而有效的办法就是利用电感线圈L在其电流减小时所产生的反电动势。当电感电流减小时，反电动势为正值，与电源一起为负载供电，则负载获得高于电源的电压 Boost变换器是输出电压高于输入电压的单管不隔离直流变换器，电感L在输入侧，称为升压电感。 Boost变换器也有两种运行模式：电感电流连续模式CCM和电感电流断续模式DCM。,Boost变换器电感电流连续状态时的工作特性： 假设 Boost变换器为理想变换器 两种开关状态,开关状态1 Ton期间 V导通，VD截止，等效电路为图4.3（a） 电源电压加在电感L上，电感电流iL线性增加。 当tTon时，电感电流达到最大值iLmax。在V导通期间

12、，电感电流的增量为： 在此期间， 线性增加；电容C为负载供电，,开关状态2 Toff期间， V截至，VD导通，等效电路 见（图4.3b） tTon时，开关管V阻断，电感电流不能突变，VD导通为L续流。电感释放能量，和电源一起给负载供电，由于输出滤波电容两端的电压Uo保持不变，所以电感两端的电压 uLUd-Uo保持不变，所以电感电流线性减小，在t =T 时，iL减小到最小值ILmin。 此期间， iVD iL，是线性减小的；ic iL Io，也是线性减小的,从ILmax-Io 减小到ILmin-Io 。 电感电流的减小量为： 当tT后，开关管开通，进入下一个周期。,结论： 当电路处于稳态时，电感

13、电流得增加和减小量是相等的，由、 可以得到： 因为： ， 所以： 因此Boost变换器为升压变换器。,基本电压电流关系：,假设变换器没有能力损耗，则： 从而得到输入和输出电流之间的关系 开关管V和二极管VD的电流幅值与电感电流最大值相等 开关管V和二极管VD的电压幅值相等 输出电压的脉动峰-峰值 Ton期间，负载电流Io靠电容C放电来供给，uo下降可近似认为放电电流为一常数。,见图4.3（c）,2. Boost变换器电感电流断续状态时的工作特性： 三种开关状态 与电感电流连续的状态时相比，增加了V和VD都截止的第三种工作状态。如图所示： 临界连续状态,临界负载电流 当实际负载电流 IoIok，

14、电感电流临界连续；当实际负载电流 IoIok，电感电流断续，否则电感电流连续。,4.2.3 升降压型直流变换器,Buck-Boost变换器典型电路：,输入直流电压,续流二极管,储能电感,全控型器件。,保持输出电压恒定,前面讲到的Buck变换器只能降压，Boost变换器只能升压，而Buck-Boost变换器既能升压也能降压。Buck-Boost变换器是在Buck变换器的基础上串联一个Boost变换器组成的。 输出和输入电压反相，也成为反相型直流变换器 和Buck、Boost变换器一样， Buck-Boost变换器也存在电感电流连续和电感电流断续两种工作模式。,概述,Buck-Boost变换器电感

15、电流连续状态时的工作原理： 假设：与前述Buck变换器的假设相同 工作过程有两种开关状态：,开关状态1 Ton期间 V导通，VD截止，等效电路为图4.4（a） 电源电压加在电感L上，电感电流iL线性增加。 当tTon时，电感电流达到最大值iLmax。在V导通期间，电感电流的增量为： 在此期间， 线性增加；电容C为负载供电，,开关状态2 Toff期间， V截至，VD导通，等效电路（图4.4b） tTon时，开关管V阻断，电感电流不能突变，VD导通为L续流。电感释放能量，给负载供电，由于输出滤波电容两端的电压Uo保持不变，所以电感两端的电压 uL-Uo保持不变，所以电感电流线性减小，在t =T 时

16、，iL减小到最小值ILmin。 此期间， iVD iL，是线性减小的；ic iL Io，也是线性减小的,从ILmax-Io 减小到ILmin-Io 。 电感电流的减小量为： 当tT后，开关管开通，进入下一个周期。,结论： 当电路处于稳态时，电感电流的增加和减小量是相等的，由、 可以得到： 因为： 所以：当0Ud，为升压变换器。 因此Buck-Boost变换器为升降压变换器。,Buck-Boost 电路仿真实例,测量电路,触发电路,示波器,测量电路,Buck-Boost 电路仿真输出波形,正常情况下的波形,稳态情况下的波形,基本电压电流关系：,假设变换器没有能量损耗，则： 从而得到输入和输出电流

17、之间的关系 开关管V和二极管VD的电流幅值与电感电流最大值相等 开关管V和二极管VD的电压幅值相等 电容在一个周期内的放电电荷为： 输出电压的脉动峰-峰值为：,见图4.4（c）,临界负载电流 当实际负载电流 IoIok，电感电流临界连续；当实际负载电流 IoIok，电感电流连续，否则电感电流断续。,2. Buck-Boost变换器电感电流断续状态 三种开关状态 与电感电流连续的状态时相比，增加了V和VD都截止的第三种工作状态。如图所示： 临界连续状态,4.2.4 Cuk直流变换器,Cuk直流变换器典型电路：,L1、L2储能电感,耦合电容,快速恢复续流二极管,滤波电容,概述 1980年，Slob

18、odan.Cuk教授提出了以他的名字命名的直流变换器Cuk直流变换器。 Cuk直流变换器的思路就是在Boost变换器的基础上串联了一个Buck变换器。 Cuk直流变换器储能电感L1和L2绕在同一磁心上形成变压器，选择合适的匝数比，理论上称为“零纹波”电压输出，是一种具有电压补偿的直流变换器。 Cuk变换器也存在电流连续和断续两种工作模式，但这里指的是二极管VD的电流在Toff是连续还是断续。,Cuk变换器电流连续的工作原理： 假设：与前述的Buck变换器假设相同；另外，由于电容C1足够大，假定UC1保持不变。 工作过程有两种开关状态：,开关状态1 Ton期间 V导通，VD截止，等效电路图4.5

19、（a） 以V为界，形成两个回路。左回路由电源Ud、L1、VT组成；右回路由V、C1、L2、R和C2组成。 左回路：电源电压加在电感L1上，uL1Ud ，电感电流iL1线性增加。,右回路：C1通过V给负载供电，L2储能，uL2UC1-Uo，电感L2电流线性增加。 在此期间， 也是线性增加的； 波形图见图4.5（c）,开关状态2 Toff期间 V阻断，VD导通，等效电路 图4.5（b） 以VD为界，形成两个回路。左回路由电源Ud、L1、C1、VD组成；右回路由VD、C1、L2、R和C2组成。,右回路：L2通过VD续流给负载供电，uL2-Uo，电感L2电流线性减小，电流减小量为： 在此期间， 也是线

20、性减小的，波形图见图4.5（c）,左回路：电源电压和电感L1一起为C1充电，uL1UdUC1 ，电感电流iL1线性减小，电流减小量为：,结论： 当电路处于稳态时，电感L1电流的增加和减小量是相等的，由、 可以得到： 当电路处于稳态时，电感L1电流的增加和减小量是相等的，由、 可以得到： 由上式的： 图4.5 和Buck-Boost电路一样，Cuk变换器为升降压变换器。,2. Cuk变换器电流断续状态 由于电感L1和L2较小，可能储存的能量在Toff期间释放完，造成电流断续。 临界连续: 电感L1和L2储存的能量在Toff结束时恰好释放完。 根据前面所讨论的方法，有兴趣的同学自己推导一下临界负载

21、电流。,Cuk变换器是用电容作为传输能量的元件，而前面的三种直流变换器是用电感作为传输能量的元件。 Cuk变换器也是一种输出电压与输入电压极性相反的直流变换器。 Cuk变换器比前面三种复杂，但它能达到输入、输出电流连续的效果，而且通过将输入输出电感耦合，可以“零纹波”，使体积小型化。 Cuk变换器虽然电路拓扑较佳，但并不广为应用，原因是能量转换用的电容需要耐受极大的纹波电流，这种电容成本高，可靠性稍差一些。,说明：,4.2.5 Sepic 和Zeta直流变换器,Sepic 直流变换器主电路,Zeta 直流变换器主电路,典型电路：,Sepic 直流变换器工作特性分析：,开关状态1 Toff期间

22、V开通，VD关断，等效电路 图4.6（a) 以V为界，形成了两个回路：UdL1V回路和C1VL2回路。两回路同时导电，L1和L2贮能，电感电流线性增加；负载R由电容C2 供电。 开关状态2 Ton期间 V关断，VD截止，等效电路图4.6（b) 以VD为界形成两个回路，UdL1C1VDRC回路及L2VDRC回路同时导电，此阶段Ud和L1既向负载供电，同时也向C1充电（C1贮存的能量在V处于通态时向L2转移）；L2通过VD续流，为负载提供能量。,Sepic直流变换器输出输入电压关系：,稳态时，对于电感两端的电压在一个周期内平均值为0，可得：,令上式中的UL10和UL20，消去UC1可得： 注：在上

23、式中UC1Ud,Sepic电路较复杂，限制了其使用范围，具有输出电压比输入电压可高可低的特点，它可用于要求输出电压较低的单相功率因数校正电路。,Zeta直流变换器工作特性分析：,开关状态1 Ton期间 V开通，VD关断，等效电路 图4.7（a) 电源Ud经开关管V向电感L1储能；同时电源和C1一起向负载供电，电感L2储能，C1放电，电感电流 和 都线性增加。,开关状态2 Toff期间 V阻断，VD导通，等效电路 图4.7（b) 电感L1释放能量经VD续流给C1充电；电感L2释放能量，经VD续流为负载供电，电感电流 和 都线性减小。,Zeta直流变换器输出输入电压关系：,稳态时，对于电感两端的电

24、压在一个周期内平均值为0，可得：,令上式中的UL10和UL20，消去UC1可得： 注：在上式中UC1Uo,Zeta和Sepic两种电路相比较，具有相同的输出输入关系。,Sepic电路中，电源电流和负载电流均连续，有利于输入、输出滤波；反之Zeta电路的输入、输出电流均是断续的。,六种基本的斩波电路小节,4.3 隔离型电路,4.3.1 正激型电路 4.3.2 反激型电路 4.3.3 半桥型电路 4.3.4 全桥型电路 4.3.5 推挽型电路,隔离型直流变换电路 直流交流直流的变换,也称间接直流变换电路,同基本的直流斩波电路相比,在电路中增加了交流环节,也称交直交电路,主要应用于开关电源等装置中。

25、 电路的典型结构如下图：,高压 （方波）,低压,高频整流,低压大 电流,高压,采用这种结构的原因：,大功率的转换； 输入端和输出端需要电气隔离； 某些应用中需要相互隔离的多路输出； 输出电压和输入电压的比例远大于1或远小于1； 交流环节采用较高的频率，可以减小变压器和滤波电感的体积和重量。 通常工作频率高于20kHz这一人耳听觉的极限，以避免变压器和电感产生刺耳的噪声。 整流电路中，通常采用快恢复二极管或通态压降低的肖特基二极管。,隔离型直流变换器的分类：,隔离型电路,单端电路,双端电路,正激型电路,反激型电路,半桥型电路,全桥型电路,推挽型电路,变压器中的电流是 直流脉动的电流,变压器中的电

26、流是 正负对称的交流,4.3.1 正激型电路,典型单端正激直流变换器： 如图,单端 ：变压器中流过脉动的直流电流； 正激：当开关V导通时，VD1随即导通； Forword变换器是Buck变换器的拓扑，中间加入了变换器； 变压器的优点：（前面已提到） 变压器的处理：由于变压器的励磁电流和漏感储能，在V关 断时，会产生危险的过电压，需增加一个去磁绕组(或回能绕 组）和一个回能二极管。,正激电路(Forward)的工作过程（见图4.8）,开关V开通后，变压器绕组W1两端的电压为上“+”下“-”负，与其耦合的W2绕组两端的电压也是上“+”下“-” 。因此VD1处于通态，VD2为断态，电感L的电流逐渐增

27、长； V关断后，电感L通过VD2续流，VD1关断。变压器的励磁电流经N3绕组和VD3流回电源，所以V关断后承受的电压为：,磁心复位过程： 开关管V开通后，变压器的励磁电流从零开始线性增加 ； 开关管V关断后，必须设法使励磁电流降到零，否则在下一个周期内，励磁电流的剩余值基础上继续增加，并在以后的开关周期中累积起来，越变越大，从而导致变压器的励磁饱和，励磁电流迅速增加，最终损坏电路中的开关元件。因此在V关断后，使励磁电流降到零，这一过程称为变压器的磁心复位。变压器的绕组W3和二极管VD3组成复位电路。,（见图4.8）,正激变换器输出与输入电压之间的关系：,电流断续工作状态：电路在一个周期内有3种

28、工作状态，和Buck电路分析类似，在这里不再赘述。,除了上述的单端正激型电路之外，正激电路还有其他的形式，例如双开关正激型电路，如图所示：,双开关正激型电路的工作原理与单开关正激型电路基本相同。 正激电路结构简单可靠，广泛应用于功率为数百瓦数千瓦的开关电源中。 该电路的缺点是变压器的工作点仅处于磁化曲线平面的第象限利用率较低。,4.3.2 反激电路,V开通后，VD处于断态，W1绕组的电流线性增长，电感储能增加； V关断后，W1绕组的电流被切断，变压器中的磁场能量通过W2绕组和VD向输出端释放。 反激电路为Boost-Buck电路的拓扑。,典型单端反激直流变换器：如图,反激：V开通，VD截止，称

29、为反激。 一次侧储能，二次侧释放能量。,单端反激直流变换器工作过程分析：（见图4.9）,反激直流变换器也存在两种状态：,如果当V开通，绕组W2中的电流尚为下降到零，称为电流连续；,如果当V截止，绕组W2中的电流已经下降到零，即： 称为电流断续。 （见图4.9） 电流连续时，输入和输出电压之间的关系：,4.3.3 半桥电路,典型半桥型直流变换器：如图,S1与S2交替导通，使变压器一次侧形成幅值为Ui/2的交流电压。改变开关的占空比，就可以改变二次侧整流电压ud的平均值，也就改变了输出电压Uo。,电容分压：C1、C2每个电容上分压为Ui/2 “双端”：变压器流过的是正负相等的交流。,工作过程分析：

30、,当两个开关都关断时，变压器绕组N1中的电流为零，VD1和VD2都处于通态，各分担一半的电流。 S1或S2导通时电感L的电流逐渐上升，两个开关都关断时，电感L的电流逐渐下降。S1和S2断态时承受的峰值电压均为Ui。见图（4.10） 半桥电路也是Buck电路的拓扑。,S1导通时，二极管VD1处于通态，S2导通时，二极管VD2处于通态;,输入输出电压关系： 电感电流连续时： 电感电流不连续时： 输出电压将高于上式，在负载为零的极限下,为了避免上下两个开关在换流过程中发生短暂的同时导通现象而损坏开关，每个开关管各自的占空比小于0.5。,典型全桥型直流变换器：如图,导通，使变压器一次侧形成幅值为Ui的

31、交流电压，改变占空比就可以改变输出电压。（见图4.11） 当S1与S4开通后，VD1和VD4处于通态，电感L的电流逐渐上升； S2与S3开通后，二极管VD2和VD3处于通态，电感L的电流也上升。 当4个开关都关断时，4个二极管都处于通态，各分担一半的电感电流，电感L的电流逐渐下降。S1和S2断态时承受的峰值电压均为Ui。,全桥电路也是Buck电路的拓扑。 全桥电路中，互为对角的两个开关同时导通，同一侧半桥上下两开关,4.3.4 全桥电路,输出输入电压的关系：,电感电流连续时 电感电流断续时，输出电压高于上式，并随负载减小而升高，在负载为零的极限下，有,4.3.5 推挽电路,S1导通时，二极管V

32、D1处于通态，电感L电流逐渐上升。 S2导通时，二极管VD2处于通态，电感L电流也逐渐上升。 当两个开关都关断时，VD1和VD2都处于通态，各分担一半的电流。S1和S2断态时承受的峰值电压均为2倍Ui。 推挽电路也是Buck电路的拓扑。见（图4.12）,典型推挽直流变换器：如图 推挽电路中两个开关S1和S2交替导通，在绕组N1和N1两端分别形成相位相反的交流电压。,输出输入电压间的关系： 电感电流连续时： 电感电流不连续时：并随负载减小而升高，在负载为零的极限下，有,各种不同的间接直流变流电路的比较,4.4 整流电路,4.4.1全桥整流4.4.2全波整流4.4.3倍流整流4.4.4同步整流,全

33、桥整流电路,全桥电路的特点： 优点：二极管在断态承受 的电压仅为交流电压幅值，变压器的绕组简单。,缺点：电感L的电流回路中存在两个二极管压降，损耗较大，而且电路中需要4个二极管，元件数较多。 适用场合：高压输出的情况下。,4.4.1 全桥整流,双端电路中常用的整流电路形式为全波整流电路和全桥整流电路。,4.4.2 全波整流,双端电路中常用的整流电路形式为全波整流电路和全桥整流电路。,a）全波整流电路,全波整流电路的特点 优点：电感L的电流回路中只有一个二极管压降，损耗小，而且整流电路中只需要2个二极管，元件数较少。 缺点：二极管断态时承受的反压较高，对器件耐压要求较高，而且变压器二次侧绕组有中

34、心抽头，结构较复杂。 适用场合：输出电压较低的情况下（100V）。,4.4.3 倍流整流电路,倍流整流电路如右图所示,工作原理分析： 电感电流连续时，一个开关周期经历4个开关状态，见图464所示。 开关状态1：变压器二次侧电压u2为正，二极管VD1导通，VD2关断，电感L1经VD1续流，iL1线性下降；电感L2流过二次侧绕组， iL2线性增长。 开关状态2：u2为0，VD1和VD2都导通，为L1和L2续流，电感电流iL1和iL2都线性下降。,开关状态3：变压器二次侧电压u2为负，二极管VD2导通，VD1关断，电感L2经VD2续流，iL2线性下降；电感L1流过二次侧绕组， iL1线性增长。 开关

35、状态4：变压器二次侧电压u2为0，工作状态和开关状态2相同。 倍流整流电路输入和输出电压的关系为：,相同的输出、输入电压和占空比的情况下，变压器电压比全桥和全波小1/2.,倍流整流电路优缺点： 二次侧匝数小于1时，可采用倍流整流电路。 总的通态损耗小，变压器二次侧没有中间抽头，绕组结构比较简单。 缺点是电路需要2个滤波电感，结构略显复杂。 比较三种整流电路，通常在高压输出的情况下，应采用全桥整流；输出低压（100V)情况下，采用全波整流；在输出电压非常低（5V)情况下，选择倍流整流。,当电路的输出电压非常低时，可以采用同步整流电路，利用低电压MOSFET具有非常小的导通电阻的特性降低整流电路的

36、导通损耗，进一步提高效率。这种电路的缺点是对V1和V2进行通断控制，增加了控制电路的复杂性。,同步整流电路：如图,4.4.4 同步整流电路,同步整流管的控制是同步整流技术的重要问题，目前常用有三种方式： 变压器的绕组控制，如图467所示，其优点是电路结构简单，增加的元件少；缺点是变压器的绕组较为复杂。 利用电路中的电压进行控制，如图468所示，其优点是无需在变压器中增加绕组，电路结构也不太复杂；缺点是为限制驱动电压而增设的稳压管会增加一些损耗。 专门的控制电路，其优点是同步整流管的开关时刻控制精度提高，可有效降低开关损耗；缺点是电路较复杂，成本较高。如图469所示。,4.5 回馈型电路,4.5.1 非隔离回馈型