射频同轴连接器设计理论基础

射频传输线、连接元件和过渡元件简述射频传输线射频同轴连接器的设计一、同轴传输线的特性阻抗1同轴传输线的特性阻抗的一般公式射频同轴连接器由一段同轴传输线、连接机构绝缘支架组成。所以，对同轴传输线的特性阻抗有一个比较全面的了解对射频同轴连接器的设计是非常重要的。同轴传输线特性阻抗的一般公式：（1）上式中：Zo¹—特性阻抗，欧姆R—每单位长度上导体的内部电阻，欧姆/米G—每单位长度上介质的电导，西门子/米L—每单位长度的电感，享/米C—每单位长度的电容，法/米ω=2πff—频率，赫当R=G=0时，公式（1）简化为：(2)在微波频率，导体的内部电感是很小的，每单位长度上的电感很接近于每单位长度上的外部电感：（3）上式中：L—每单位长度的外部电感，享/米μІ=μrμo—介质的导磁率,享/米μr—介质的相对导磁率μo=4π×10-7—真空导磁率，享/米D—外导体的内径d—内导体的外径单位长度的电容可按下计算：（4）上式中：C—每单位长度电容，法/米ε1=εrε0—介质的介电常数，法/米εr——介质的相对介电常数ε0=1/Co2μo—真空介电常数，法/米CO—在真空中的光速CO=（±）×108，米/秒将公式（3）和（4）代入（2），并只考虑非磁性介质的情况（μr=）,可得到：(5)请注意,真空光速:真空导磁率μo被任意地规定为严格等于4π×10-7享/米。根据精确地进行的实验我们知道光速为0±300米/秒，因此，εo并不严格等于1/36π×10-9，根据公式计算，εo应为1/π×10-9。公式（5）是同轴传输线特性阻抗的基本公式。计算机械公差对同轴传输线特阻抗的影响是根据以上公式进行的。当同轴传输线中填充有介质时，公式（5）分母中的εr是该介质的相对介电常数。几种经常遇到的绝缘介质的介电常数介绍如下：工业用聚乙烯，常用作电缆线的绝缘介质，在200C时，εr=；在-400C～+400聚苯乙烯的εr=。聚四氟乙烯的εr=。以上各种塑料绝缘介质，在生产过程中，其相对介电常数εr会有一定的变化，例如，聚四氟乙烯的相对介电常数在最好的情况下可控制在%的变化范围内。在室温和标准大气压下，干燥空气的相对介电常数εr为。若将空气介质当作真空情况，即取εr=1，则可能造成%的误差。同轴传输线的机械公差对特性阻抗的影响。根据公式（5），我们可以很容易地得到直径公差对特性阻抗的影响。（6）上式中：ΔD—外导体内径的公差Δd—内导体外径的公差直径公差的存在使特性阻抗偏离标准值，因而引起一定的驻波系数：（7）例如，为了将填充空气的7mm同轴线用作阻抗标准，就要求达到%（S=）或更高的阻抗精度，这就要求外导体的内径公差小于0.012mm，内导体的外径公差小于0.005mm。内导体相对于外导体的不同心度也会引起一定的特性阻抗误差。若外径导体间的不同心度为e，则每单位长度同轴线的电容为：(8)将arccosh展开成级数就可看出，当不同心度e为一小量时，此级数的第一项起主要作用，其他各项可以忽略不计，因此得到：（9）公式（5）的另一种表达形式为：（10）将公式（9）代入（10）可得：(11)一完全同心的同轴线的特性阻抗为〔公式（5）〕：(12)由于不同心度引起的特性阻抗变化为：（13）将自然对数展成级数并略去不重要的项可得：(14)对于标准特性阻抗为50Ω的同轴线，上式可简化如下：(15)例如，在7mm50Ω同轴传输线中，允许由不同心度产生的驻波系数为S≤， 则不同心度不应超过0.1mm。从公式（6）和（14），初看起来，由不同心度引起的特性阻抗变化比由直径公差引起的特性阻抗变化小得多。但这并不意味着对不同心度可以忽视，恰巧相反，不同心度除了引起特性阻抗的变化外，还可能由于接头的相互连接部分不在同一直线上，使内导体插座歪斜，而引起很大的反射波，因此，对不同心度应引起足够的重视。由机械加工的不完善，例如导体表面的光洁度，内外导体表面的椭圆度等，引起的同轴线特性阻抗公差是很小的，利用现代的机械加工工艺，能保证导体表面的光洁度和椭圆度在直径公差范围以内，因此，由此引起的特性阻抗变化可忽略不计。一般同轴线的内外导体处在同样的温度下，并用同样的材料制成，则热膨胀的影响将为零，如果内外导体由两种不同材料制成，或内外导体不处在同一温度下，由于膨胀引起的内外导体直径的变化在直径公差范围以内，因而不会引起很大的误差。但有一种情况要提请注意，即当导体内部有很大的温度梯度时，可能引起弯曲或严重破坏，这种情况是必须注意避免的。二、精密同轴传输线的工作频率极限空气填充的精密同轴传输线的工作频率上限由TE11模的截止频率决定。也就是说，一般的同轴传输线总是工作在TEM波，当出现第一阶高次模时，同轴传输线就不能使用了。TE11模的截止频率的近似式为：GHz（16）空气填充的精密同轴传输线的工作频率下限由导体的有限电导率决定。用作同轴线导体的金属的有限电导率会引起一定的趋肤深度和一定的串联电阻，对于一干燥的空气填充的同轴线，公式（1）可以写成：(17)上式中：Ri—每单位长度的内部电阻，欧姆/米Li—每单位长度的内部电感，享/米在高频段，趋肤深度很小，串联电阻Ri和串联电感ωLi相等，也就是：Ri+jωLi=Ri+jRi=Ri(1+j)(18)公式（17）变成：(19)将上式用二项式展开，可发现，只有展开的前二项对结果起重要影响。忽略展开式中的第三项及以后各项可得到：(20)利用C=1/(COZO)，并经重新排列后得到：(21)导体每单位平方的电阻为：其中：μ—导体的导磁率，享/米ρ—导体的电阻率，欧姆/米Ri可表示为：(22)公式（20）可写成：(23)若允许的阻抗误差为A%。则最低使用频率可导出如下：(24)(25)只考虑公式（25）的绝对值，求介f可得：MHz(26)式中:A----阻抗精度%Ρ----导体的电阻率,欧姆/米D----外导体的内径,毫米d----内导体的外径,毫米因此,对于某一允许的阻抗误差,任一给定的同轴线都有一低频极限,若工作频率低于此极限,则阻抗误差将会超过允许值。三、精密同轴连接器的基本设计原则下面叙述的三条基本设计原则。不仅适用于精密同轴连接器的设计,而且也适用于所有精密同轴标准和元件的设计。设计原则1在同轴线的每一长度单元上,尽可能地保持一致的特性阻抗。在以往的许多同轴器件设计中,当遇到同轴内导体或外导体的阶梯,导体上的槽或内外导体在连接处出现的间隙时,常采用一段特性阻抗高于或低于标准特性阻抗的同轴线段进行补偿,这样的设计不能用在宽频带精密同轴器件上,同轴线中的槽、阶梯、间隙和内外导体直径的变化都会产生阻抗的不连续性,引起一定的反射波,利用引入某一些反射波来补偿另一此些反射波的方法只能在较狭的频段内达到。目前许多同轴器件的频带越来越宽,低频端可达到直流，高频端可达到第一阶高次模,(TE11)的截止频率。为了达到这种最佳的宽频带性能,在整个同轴器件的每一横截面上的特性阻抗应尽可能地保持等于标准特性阻抗。设计原则2对于每一不可避免的阻抗不连续性,采用各自的共平面补偿。阻抗的不连续性不是总能避免的。例如。同轴线的绝缘子是不得不采用的,在放绝缘子处，同轴线的内导体或外导体应要引入一定的阶梯，因而引起一定的阻抗不连续。在这种情况下,为了达到最佳的性能,首先应使未补偿的不连续性达到最小,其次对于剩下的不连续性进行各自的共平面补偿。共平面补偿就是在原来出现不连续的地方引进补偿。这可以得到最佳的宽频带性能,在一般的实践中,对一集中的不连续性用改变一段较长同轴线段的特性阻抗来进行补偿,这样会限制频带宽度,所以是应该避免的。设计原则3减小机械公差对电性能的影响。在同轴器件中,导体尺寸的公差是不可避免的,但是经常由几个机械公差对一个导体的直径公差(一对接头连接后)取决于三个直径公差:开槽插孔的外径,开槽插孔的内孔直径,以及相连接的内导体插头的外径。所以,这样的连接结构是不太理想的。因而,应该使只有一个机械公差影响一电气上重要的尺寸,并且应使这一尺寸不受磨损,例如在下面例举的精密14mm及7mm接头中内导体的接触机构采用端面接触,因而内导体的直径只有取决于一个机械公差,并且电性能和接触磨损无关。四、介质绝缘子的设计在同轴连接器中总要采用绝缘子,以便使内导体得到支撑,绝缘子的结构形状及设计方法是否合理,对同轴连接器的电性能将产生很大的影响,下面我们将重点介绍两种在精密同轴连接器中采用的绝缘子的设计方法,也附带提一下往常采用的高阻抗绝缘子的设计方法。1刚性绝缘子的设计为了在最大可能的频率范围内达到最佳的性能。绝缘子内部的特性阻抗必须和相邻接的空气介质线的特性阻抗相同(设计原则1)为了达到这一条件,必须向内切去内导体或向外切去外导体,或两种方法同时采用如图1所示。向内切去内导体及向外切去外导体都不可避免地会在绝缘子的表面上引起不连续电容,采用适当的内外切割组合能将这些不连续性减到最小,如图1所示。图１在9/16同轴线中50Ω聚四氟乙烯绝缘子表面上的内外导体阶梯不连续性在绝缘子表面上总的不连续的电容为单独的内外导体阶梯不连续电容之和。在图中,绝缘子面上的总的不连续电容曲线表示成在外导体向外切割的函数,(对于50Ω聚四氟乙烯绝缘子)。当外导体向外切割的深度约为全部外导体切割深度的20%时,总的不连续电容为最小。在内外导体的阶梯处剩下的不连续电容用从绝缘子表面上挖去一部分绝缘介质的方法达到共平面补偿,(设计原则2),如图2所示。挖去多少绝缘介质才能达到最佳的共平面补偿进行精确的理论设计计算是比较困难的,我们可以通过实验来找到答案,由于机械加工的公差是不可避免的,所以绝缘子的外径,内孔直径,厚度和挖去的部分都有一定的公差,但是,当绝缘子的重量保持一定时,绝缘子尺寸的微量变化就不起明显作用,辟如,绝缘子的外径比规定值略大,绝缘子的孔径比规定值略小,将绝缘子压入同轴线的金属部分后,在绝缘子部分的特性阻抗就会小于标准值,这相当于在绝缘子部分增加一电容,为了保证绝缘子的重量保持一定,就必须从绝缘子的表面上多挖去一些介质,造成对阶梯不连续电容的过补偿,这相当于在绝缘子部分增加一电感。容性和感性不连续性就起相互补偿的作用。所以绝缘子的重量对电性能起最重要的影响,而介电常数的微小变化及绝缘子表面上的痕对电性能只起次要的影响,在设计中对绝缘子重量应加以考虑,最好通过实验找出其最佳重量,在生产中应尽可能地使绝缘子重量接近规定值。在绝缘子与金属表面间的空气间隙会对电性能产生很大的影响,因此在各个方向上,绝缘子与相接的金属零件间采用压配合,以便消除空气间隙。图2对内外导体阶梯的共平面补偿绝缘子的长度最好取小于最高工作频率时的四分之一波长,这样可以避免在绝缘子中出现TE11模振荡。根据以上叙述的原理设计的绝缘子在精密14mm同轴连接器中已被很满意的采用,其产生的驻波系数在直流到的整个频段中小于。2、半刚性绝缘子的设计半刚性绝缘子从侧面看到的形状如图5所示,这种形状的绝缘子也称为星形绝缘子,这种绝缘子是从刚性绝缘子演变而来的,在图5中ε1为绝缘介质的相对介电常数。ε2为空气的相对介电常数,若在其空隙处填充同样的介质,即使ε2等于ε1,则该绝缘子就变成刚性绝缘子,采用半刚性绝缘子后仍可利用公式(5)计算有绝缘子部分同轴线的特性阻抗,但εr应改变等效相对介电常数ε',为了计算半刚性绝缘子的等效相对介电常数,先考虑扇形绝缘子(图形3)和环形绝缘子(图4)等效介电常数的计算公式。图3扇形绝缘子图4环形绝缘子图5半刚性绝缘子假定扇形绝缘子由n块扇形组成,各块扇形的介电常数分别为ε1、ε2……εn扇形绝缘子的等效介电常数为:(27)式中:Ε'—扇形绝缘子的等效相对介电常数εi—第一块扇形的相对介电常数θi—第一块扇形的角度,度假定环形绝缘子由n层环组成,各层环的介电常数分别为ε1、ε2……εn。环形绝缘子的等效介电常数为:(28)式中：ε'—环形绝缘子的等效相对介电常数Dn—第n层环的外径Di-1—第i层环的内径Di—第i层环的外径注意：D0=d—内导体的外径图5所示的半刚性绝缘子由扇形及环形绝缘子组合而成，其等效介电常数的公式可根据公式（27）、（28）推导出来：(29)(30)上式中：ε'—半刚性绝缘子的等效相对介电常数n—半刚性绝缘子的介质扇面数，图5中n=4ε1—绝缘介质的相对介电常数ε2—空气的相对介电常数θ—介质扇面的角度，弧度注意：若公式（30）中θ用度表示，则分母中的2π应改成360°。半刚性绝缘子的优点是：它的等效介电常数比刚性绝缘子小，因而在放绝缘子处内外导体的阶梯造成的不连续电容较小，这符合三中的设计原则1。对剩下的不连续电容进行共平面补偿的方法，和刚性绝缘子相同，这里不再重复。可以预料，半刚性绝缘子的电性能比刚性绝缘子好，半刚性绝缘子的缺点是其机械强度比刚性绝缘子差。在同轴连接器中究竟采用哪种形式的绝缘子，应该进行全面考虑。高阻抗绝缘子的设计高阻抗绝缘子及等效电路如图6如示，C/2为在阶梯上的不连续电容。为了补偿此不连续电容，使绝缘子特性阻抗Z1，高于相邻的空气介质同轴线的特性阻抗。在等效电路上就相当于加入一串联电感L。当满足下式时，整个绝缘子匹配状态，没有反射：（31）上式只在绝缘子厚度远小于小于波长时成立。一般取Z1=，在0～4GHZ的频段上能达到较好的效果，但是这种补偿方式是违反（三）中设计原则2的，它不可能达到最宽的频带。图6高阻抗绝缘子及其等效电路同轴线内外导体阶梯不连续电容的计算只有内导体阶梯时的不连续电容可根据图7（a）算出。只有外导体阶梯时的不连续电容可根据图7（b）算出，当内外导体阶梯同时存在时，可按图8计算。图7Ad=(b-c)/(b-a)图7（a）同轴线不连续电容I

d=(c-a)/(b-a)图7（b）同轴线不连续电容Ⅱ在图8中内外导体之间找一参考面，如虚线所示，此参考面应垂直于所有的电力线方向，包括受不连续电容影响而畸变了的电力线。可想象此参考面为一极薄的理想导体，由于此导体垂直于所有的电力线，所以不会对场结构起任何影响，这样，我们可首先计算出以原外导体为外导体，以参考面为内导体的新同轴线中的不连续电容Cd1，然后再算出以参考面为外导体，以原内导体为内导体的新同轴线中的不连续电容Cd2，由内外导体阶梯引起的不连续电容Cd由Cd1和Cd2串联而成。Cd=(Cd1+Cd2)（32）参考面应取在这样的位置使Cd为最小。图8内外导体阶梯五、内外导体的槽和间隙对电性能的影响同轴线内外导体上的纵向槽会影响同轴线的特性阻抗。在50Ω空气介质同轴线中，内外导体上的纵向狭槽引起的特性阻抗误差分别为：ΔZ=+(w/d)2,%(33a)ΔZ=+(W/D)2,%(33b)上式中：ΔΖ—特性阻抗变化的百分数N—槽的数目w—内导体的槽宽，英寸W—外导体的槽宽，英寸d—内导体的直径，英寸D—外导体的内径，英寸根据三设计原则2，必须对开槽引起的特性阻抗变化进行共平面补偿，为此，需要适当改变开槽部分内导体的直径。计算公式如下：Δd=+104Nw2/d(34a)ΔD=—104NW2/D(34b)上式中：Δd—内导体的直径变化，1/1000英寸ΔD—外导体的内径变化，1/1000英寸其他参数同公式（33）在公式（33）、（34）中，开槽另件的壁厚大于导体直径的10%。图9同轴连接器内导体间隙同轴连接器内导体的间隙如图9所示,此间隙会产生一定的驻波系数,如下式所式:，%(35a)上式中:S─驻波系数。%f─频率,GHzg─间隙宽度,1/1000英寸dg─在间隙部分的内导体直径,英寸d─标准内导体直径,英寸N─槽的数目W─槽的宽度,英寸在外导体上的间隙引起的驻波系数的相应公式为:，%(35b)上式中S、f、g和N的意义同(35a)式一样,Dg─间隙部分的外导体直径,英寸D─标准外导体的内径,英寸,W─外导体接触件上的槽宽,英寸举例如下:在N型同轴连接器的内导体相接处有间隙,其有关常数是d=0.120英寸,dg=0.065英寸,N=4。W=0.016英寸,利用这些常数,公式(35a)可简化为:(36)因此当间隙g为0.01英寸。在6GHz产生的驻波系数约为。请注意,在公式(35)中,驻波系数S的表示式取消整数1。只表示其小数部分。六、导体镀层的影响导体表面进行电镀是为了减小电阻率及保护导体表面,避免生锈,但是在电镀后往往会产生各种不同的结果。导体的电阻率是很重要的,因为在特性阻抗、波传播速度及损耗公式中都含有电阻率。虽然在高于500MHZ时导体电阻对特性阻抗及传播速度的影响是次要的,通常可忽略不计但是精确知道电阻率,特别是它随频率的变化,使我们能够对这些影响进行计算。镀银后能获得的导体电阻率随电镀技术的不同而有很大的变化,如图10所示,在带有一般抛光器的电镀银的导体具有和黄铜一量级的电阻率,在不带一般抛光器的电镀槽中镀银的导体具有低得多的电阻率,在电镀过程中周期性地改变电流方向(P-R电镀),在高频端进一步降低电阻率,对于这一改进的解释是直流电镀比P-R电镀更加多孔。直流电镀的另件经冷压使镀层紧密后,高频电阻率并不显著增加,在P-R电镀中不需要进行冷压,抛光黄铜和Consil(Ag-Mg-Ni合金),内导体测量到的电阻率与频率无关,这与理论是符合的,根据以上论述可得出以下结论:附加在镀银槽上的一般抛光器会大大地增加电阻率,使导体电阻率实际上比黄铜还差。直流电镀的零件在高频器端会增加电阻率。周期性改变电流方向的电镀过程产生的高频电阻率等于纯银的电阻率。如果电镀后的导体经过冷压,直流和P-R电镀产生同样的结果,(注意,带有抛光器的电镀槽镀出的零件,经冷压后不能减低高频电阻率,显然镀层不能被压紧。)。导体经镀银后,最好再镀上一层很薄的金,以便保护银层,使长期使用后表面不会变黑。金的镀层取Iμ厚就够了。(现在这种镀法已不提倡了-编者)因镀层的厚度和同轴线内外导体的直径公差在同一量级,也可能镀层厚度大大超过直径公差,所以在设计中必须计及镀层厚度,因电镀层厚度较难控制精确,可能使同轴线特性阻抗精度受影响。并且镀层受磨损,故在某些同轴连接器中采用不锈钢作导体,不必再电镀,这样不仅使导体公差易于控制精确,且使耐磨性增加。图10所测得的导体电阻率与频率关系曲线

射频连接器集中设计参考资料1972年同轴线的基本公式：一般地说，同轴连接器（亦称插头座）是指在同轴系统中，用于系统与系统，元（部）件与元（部）件，电缆与电缆……，之间的连接之元件。它主要起机械连接作用，在电气上无特殊用途。当然，它的电性能的好坏对整个系统将有严重的影响，不可轻视。因此基本上可以把连接器分成三大类。一类是连接电缆的电缆插头，另一类是连接硬同轴线的各种型式的硬线插头，还有一类是用于连接同阻抗不同线径的连接器之转接器。但它们都是一段具有连接机构及其它装置的同轴线。所以，设计同轴连接器的基本依据是同轴传输线的理论。为了便于工程设计时查阅，将同轴线的基本公式列下：特性阻抗：近似公式：（1）精确公式：（2）式中，Z0——理想*同轴线的特性阻抗，单位ΩD——外导体内径d——内导体外径ε——介质相对介电常数根据上无26厂介绍，几种常用材料的相对介电常数为：工业聚乙烯：20℃时，ε=；-40℃~+40℃聚苯乙烯：ε=聚四氟乙烯：ε=(ε=实际上，在生产过程中，相对介电常数每批不一，会有一定的变化，使用时，必须注意。*所谓“理想”是“一切理想”，即是，导体是绝对导体（σ→∞）介质是绝对不导体（σ→0），同时线是绝对均匀，等等。同轴线的电感、电容、电阻、电导：H/mF/mΩ/m（3）/Ω·mμ1=μ·μ0μ0=4π×10-7H/mε1=ε·ε0式中，L、C、R和G分别表示单位长度上的电感、电容、电阻和电导。μ——相对导磁率ε——相对介电常数σ——导体导电率σ1——介质导电率f——频率衰减公式：奈/m奈/m（4）1奈=分贝式中：RS表示导体集肤表面电阻击穿功率公式：（5）式中，P——击穿功率单位：瓦Emax——最大冲穿电强度（空气一般为）相位，相位常数：（6）式中，λg、、λ0表示同轴线中和真空中的波长。l——线的长度输入阻抗公式：（7）式中，ZH——负载阻抗，l——以终端起标的长度反射系数：（8）（9）式中，VSWR表示电压驻波比，∣Γ∣是反射系数Γ的幅值。工作频率极限：工作频率上限由TE11模的截止频率决定。TE11模的截止频率可近似地表示为：（10）由于导体有限电导率会引起一定的趋表深度和一定的串联电阻，这决定了精密同轴传输线的工作频率下限。这个下限可近似地由下式决定：MHZ（11）式中，A——允许的阻抗误差%ρ——导体的电阻率Ω/m机械公差对特性阻抗的影响：对（1）式微分，可得机械公差引起特性阻抗的变化量：（12）对于50Ω的空气线，上式变为：（13）对于75Ω的空气线，（14）式中，△D——外导体直径公差△d——内导体直径公差由此引起的驻波比为：（15）不同心度引起特性阻抗的偏差：（16）对于50Ω的同轴线（17）有限电导率引起特性阻抗偏差：（18）导体槽对特性阻抗的影响：在50Ω的空气介质中，导体上槽所引起的特性阻抗偏差为下式决定：（19）式中，△Z——特性阻抗变化的百分数N——槽的数目w——内导体上的槽宽W——外导体上的槽宽为补偿这个变化，开槽处内外导体直径也应相应变化计算公式为：（20）（其实，在实际设计中，极少应用此式）导体间隙对特性阻抗的影响：由导体间隙引起的驻波比由下式决定：（21）式中，S是以%为单位的驻波比（即S=VSWR-1）f——频率GHZg——间隙宽度密耳（吋）dg——间隙处内导体直径吋Dg——间隙处外导体直径吋其它符号的意义与以前相同。等效介质介电常数的计算：在实际应用中，常遇到在同一模截面上有几种不同介质的情况，典型结构有环形和扇形两种：环形绝缘子的等效介电常数由下式决定：（22）式中，εi——第i层环的介电常数Di——第i层环的外径Di-1——第i层环的内径Dn——实为外导体内径DD0=d扇形绝缘子等效介电常数为下式所决定：（23a）式中，εi——第i块扇形的相对介电常数Qi——第i块扇形所占据的角度阶梯同轴线：在实际应用中，理想的均匀的同轴线是没有的。由于各种需要和困难，经常要变化同轴线截面尺寸。在这种情况下，前面所述关于特性阻抗的公式就不适用了。因此，必须根据变化后的情况，找出规律性的东西。阶梯同轴线的等效电路在同轴连接器设计中，最常遇到的阶梯同轴线主要有三种：图1在均匀同轴线中，电力线受垂直于金属表面均匀分布的。由于导体线径变化，出现阶梯，这时电力线仍然要垂直于所有的金属导体表面。因此，就破环了电磁分布的均匀性，应用电磁场理论于阶梯同轴线中，并代入边界条件，可知在导体线径突变处，相当于在均匀传输线中并联上一集总电容，这个电容称为不连续电容。因此，可用图2的等效电路来表示阶梯同轴线。这样，就可以应用电路理论来解决问题。图2阶梯同轴线的等效电路图3同轴线内导体阶梯电容，单位Ff/cm，当乘以外导体圆周长时，所得阶梯电容是Ff计算公式：当≤α＜1和≤τ≤的范围内，公式引起的最大误差为±cm图4同轴线外导体阶梯电容，单位Ff/cm，当乘以内导体圆周长时，所得阶梯电容是Ff（=10-15法拉）计算公式：当≤α＜和≤τ≤的范围内，公式引起的最大误差为±cm不连续性电容的计算：不连续性电容的精确计算十分繁，在工程应用中，只要应用事先计算绘成的曲线，或应用近似计算公式就够了。内导体或外导体上的单一台阶同轴线内导体，阶梯电容可用下式近似计算：（23b）在≤α＜1和≤τ≤的范围内，公式引起的最大误差为±cm。在≤≤和≤≤的范围内，同轴线外导体，阶梯电容可用下式近似计算：（24）公式所引起的最大误差为±ρF/cm在≤α≤和≤τ≤的范围内，Cd2=Cd0+×（1-α）2·（τ）ρF/cm（25）公式引起的最大误差小于±ρF/cmα和τ的定义见备注。除了近似公式计算外，还可以应用图3、图4的曲线，查得Cd’，再算Cd，算法是：图5图6Cd1=πbCd1’（τ·α）Cd2=πaCd2’（Cd1’和Cd2两个导体上同时有阶梯的情况图7双阶梯同轴线对于这种情况，在远离台阶的R区域和S区域，电磁场的分布是均匀的，电力线是径向的。在内外导体的空间中，电位随半径按对数规律变化。因此，可以设想，有一个等位间连续的通过阶梯处的扰乱区域。这个等位面的直径可按下式计算：（26）于是，在台阶处的不连续电容可以分解成为两个不连续电容Cd1和Cd2的串联，即：（27）而Cd1和Cd2可按前述之方法计算。临近效应通常，在实际应用中，绝缘支撑的厚度总是不大的。因此，在支撑边线两个不连续电容，总是靠得比较近的。如图8所示，这样，两个台阶上所产生的边线场会互相影响，这种影响相当于在单独计算单一阶梯的不连续电容时，有效值减小了。也就是在计算时，必须乘上一个邻近系数加以修正。这个临近系数可以从图8所示的曲线查出来。这条曲线是平行板线的情况，在下表中列出了τ=6α=，B为任意值的同轴线的临近系数。可以看出，二者的差别是不大的，因此，可应用图8于同轴线。所引起的误差不大于3%。(b)平行板线的邻近系数(c)同轴线的邻近系数图8表α=，B为任意值的同轴线和平行板线的临近系数对照表临近比平行板线同轴线τ=6内台阶外台阶频率对不连续电容的影响各种频率下的不连续电容略有不同，图9画出了频率修正系数为（r3-r1）/λ的关系。

图9同轴线阶梯电容对（r3-r1）/λ的修正系数同轴连接器的设计基本设计原则随着国防科研的日益发展和进步，对同轴连接器的要求越来越高，其中有一个重要要求是在尽可能宽的频带内，有最佳的电气性能。为此，必须应用三个设计原则，它不仅适用于精密的宽带同轴元件，而且适用于一般同轴连接器的设计。1、设计原则1在同轴线的每一个长度单元上，尽可能保持一致的特性阻抗。在以往的设计中，常常利用一段特性阻抗高于或低于标称值的同轴线来补偿导体直径的阶梯，导体上的槽或间隙所引起的不连续性，这种设计虽然也能获得好的性能，但频带不可能很宽。为了获得最佳的宽带性能，在同轴线的每一横截面上，都必须尽可能地使特性阻抗等于标称值。（例如50Ω）2、设计原则2对于每一个不可避免的阻抗不连续性，采取各自的共面补偿。阻抗不连续性总是不可避免的。例如，在支撑内导体不得不采用绝缘支撑，于是发生了导体直径的突变，引起阻抗的不连续。在这种情况下，为了获得最佳性能，首先，应将未补偿的不连续性减至最小。就使外导体向外切割的深度，约为“完全切割”深度的20%（这时总不连续电容最小），然后，对残余的“扰乱”进行单独的共面补偿。共面补偿是在不连续处引进“补偿”，对支撑来说这相当于在支撑表面除去部分材料，以获得最佳特性。实践表明，在同轴线的较长区域内，改变特性阻抗以补偿集中的不连续性。将会限制频带宽，因而必须避免。3、设计原则3把机械公差对电气性能的影响减至最小在同轴器件中，导体尺寸的公差是不可免的，但是通常几种机械公差都影响导体直径公差，例如，“N”型插座中，内导体插孔直径公差由三个公差迭加而成，即插孔的外径公差、内径公差以及配接插针的外径公差。因此，使电气上是重要的尺寸只有一个机械公差的影响，并且这个尺寸不受磨损。标称尺寸的选择由（1）式决定内、外导体的标称直径，并考虑标准化、系列化，由（12）式根据技术要求决定公差，配合尺寸要考虑通用性、互换性。绝缘支撑的设计在同轴连接器中，绝缘支撑是免不了的，绝缘支撑设计得是否合理，对连接器的性能有严重影响。绝缘支撑的结构型式可有许多，但设计原理都是一样的，因此，这里只介绍二种用得最多的绝缘支撑的计算方法。平面支撑的设计这种支撑如图10所示，这种支撑由于结构简单，广泛应用。如前所述，在导体直径突变处，可用电路理论求得最佳尺寸。如图10所示的等效电路类似于典型的π型网络，由网络理论知，适当选择L和C的数值，可使输入阻抗等于特性阻抗，只要把二者加以比较，就可以找出规律性的东西。图10详细的叙述见《50-7，50-16硬线插头座研制小结》，现把结果列下：（28a）或Z1［1+2Z1ωcd·ctgQ-ω2cd2Z12］-1/2=Z0（28b）式中，Z1——介质区域内的特性阻抗ω=2πf——圆频率Cd——介质支撑一侧的不连续电容上述就是设计计算平支撑的依据，由于式中Cd与（D1/d1）有关，但不是简单的函数关系，所以还不能直接以上式来求得D1和d1。不过可以用逐次逼近法求解D1和d1，即先设D1/d1=x1，计算等式左边之数值，看其是否等于y0或z0，若不等，又设D1/d1=x2，重复计算，直至相等为止。由上式可见，匹配只在唯一的频率上获得，而在其余频率上，匹配被破坏，驻波系数不等于1，这可以计算出来，（29）反射系数，（30）驻波系数，（31）式中，ZBX——支撑输入一侧上的输入阻抗│Γ│——反射系数的绝对值根据上述方法计算的50-7硬线插头座的驻波系数为实测值，列在下表中：表50-7硬线插头座的驻波特性F(MHz)6501300180026003780VSWR标只对VSWR测(2)宽带绝缘支撑的设计计算在宽带元件中，广泛采用图11所示的典型结构，关于这种支撑的设计Kraws曾在1960年和1962年分两部份给出了许多经验数据和经验曲线，但他没有给出理论计算的方法。图11根据设计原则1在介质区域内，应该使特性阻抗公式中求出D1和d1（其中D1常是选定的）。为了消除邻近效应和计算方便，支撑厚度l可按下式决定（也可选取）l≥D1-d0因此，问题变成求槽深δ。为此，可使AA和BB之间的镜像阻抗等于标称特性阻抗。导体直径的变化可用一并联的不连续电容Cd等效。同轴线单位长度的电感和电容分别为：H/mF/m由于δ一般很短，可认为二电容并联相加，即净电容C’为C’=C+Cd开槽区域的镜像阻抗Z0’令Z0’=Z0，（32）上式还可以进步简化：∵∴L=Z02CC0为未刻槽时，介质区域内单位长度的电容，将上式代入（32）式，得：亦得：（33a）或：（m）（33b）式中，是AA和BB之间区域的等效介电常数。根据（21）式对于此例，等效介电常数为：（34）在设计中，d2、d3可任意取。根据（33）式计算的一个实际例子是50-16支撑，在此例中，取：D1=18，D0=16，d0=d2=7，d3=16求得：d1=，δ=这个支撑片的性能，测试结果列在下页表中。由于受测试条件限制，不能在任意频率上进行，同时最高频率只测到8000MHz。在参考资料中提到，绝缘支撑的重量对电气性能起着最重要的影响。而介电常数的微小变化及支撑表面凹痕时，电气性能只起次要的影响。在设计中，对绝缘支撑的重量应加以考虑，最好通过实验找出最佳重量。在生产中应可能的使支撑重量接近于规定值，关于这一点，有待于在实践中进步证实。50-16宽带支撑的电气性能（测试数据） fMHzVSWR样品2666400053326668800012345平均值绝缘支撑与金属表面间的间隙会对是电气性能起很大影响。因此，在各个方向上，绝缘支撑与相配的金属零件最好取压配合，以消除空气间隙。同轴转接器设计在同轴系统中经常会遇到不同型号的连接器，要把它们连接起来，必须借助于转接器才能完成，它的作用就是把线径不同的连接器配起来。在设计电缆接头时，也往往会遇到同阻抗不同线径的转接问题。（略）

附件1宽带绝缘支撑的设计计算在宽带元件中，广泛应用如图所示的典型结构。现以L27为例进行设计计算。空气部分的标称尺寸D0和do根据特性阻抗公式算出：D0=16do=取：D0=16+(涂复前尺寸)介质部分的内外导体直径根据设计原则1，在介质区域内应该使特性阻抗等于标称值Z0=50Ω取ε=D1=18于是，最后取：D1=18+（涂前尺寸）3、取：d2=7d3=164、求补偿槽深度δ求等效介电常数：已知：ε1=ε3=ε=，ε2=1∴等位参考面直径D∴D=≈12（3）求CdCd1’Cd2’临近效应修正系数：ρ=考虑到介质和临近效应：∴∴∴δ=0.35mm最后取：δ=±0.03mm综合上述结果，得支撑尺寸为实验结果：对不同支撑（深度不同）作驻波测试，结果如下： fMHzδ VSWR4000533266688000这是第一次实验，可以看出，当δ=~时，VSWR最小，其中δ=和δ=时，出现了较大的驻波比（大于），可能是装配失误或测量误差，而非支撑所致，不作定论。之后又重对δ=的几对插头进行测试，结果列下表：fMHz序号 δ VSWR266640005332666880007802310后几对平均VSWR可以看出，δ=时，性能较好。最近，为了证实上列数值是否可靠，又重新加工了一批插针插孔和绝缘支撑，再次测量，结果列下表： fMHz序号 VSWR1200180024003000360042004000023145VSWR fMHz序号 VSWR478054006000660067207225023145VSWR画成驻波曲线，如下图所示。上列各对中，0#的驻波偏大些。从平均值看，在1GHz＜f＜的频率内，VSWR＜，可以认为这个结果是比较理想的。上述测试结果虽然与理论计算基本相符，但由于测试样品仍然有限，以及仅对一种典型尺寸试验，因此，仍然不能轻信计算是正确的。

附件2雷达手册第三分册（馈电系统）（摘录）衰减公式（没有截止的情况）同轴线：一般公式：f——周/秒σ——导电系数莫/米ε——相对介电常数a，b——内导体和外导体半径单位：米纯铜：其它金属乘系数k：k=（铝），（银），2（黄铜），（金），（铅），（镉）击穿功率公式同轴线：TEM模式中，E’max——为最大击穿电强伏/米空气一般为3×106伏/米（用Emax表示空气最大击穿电强）ρ——击穿功率瓦b，a——外导体、内导体半径米同轴线：电感L、电容C式中，b——同轴线外导体半径，a——同轴线内导体半径同轴线的特性阻抗式中，μ1’——相对导磁率，ε1’对于空气为介质的同轴线：α=αc+αd（衰减常数α的计算）式中，αc——为导线的损耗，αd——为介质的损耗式中，Z0’与r0电导1/mΩ电阻Ω/ma，b——同轴线内导体、外导体半径米Rs——集肤电阻电压驻波比Kcb，反射系数r不同直径（同特性阻抗的同轴线的连接）直角变化型为了消除不连续点的反射，应使内、外导体间错开一距离aa的值可以由曲线（见附件5）查得。当＜3时，对50Ω同轴线，K=对60Ω同轴线，K=对75Ω同轴线，K=当2＜＜5时，a≌D/8渐变型其中，ρ——特性阻抗ρ（Ω）ψφabcd15015°6°3625020°8°4835023°11°2,58d12,58d245030°13°1855215°6°2265220°8°2875225°10°4085230°12°5097015°4°42107020°6°16117025°7°54127030°9°30137515°4°18147520°5°46157525°7°16167530°8°46特性阻抗为不同纯阻的变换对阶梯变换的计算举例：已知：如上图，外导体D=30mm

，内导体d0=17.3变至d=9mm，带宽：9~12.4cm计算步骤：1）2)假定取n=2，由表查出，当n=2时，且│r│max=，ρ=由θm2=a/θm1=(π-θm2)=得出带宽比：X=θm1/θm2=λ2/λ1=已知的λ2=12.4cmλ1==8.3cm∵λ1＜已知的9cm，∴带宽合要求。3）求l：lo=nl=2×25=50mm4）查表得：=·=×=Ω=·=×=Ω5）可以利用公式：的式子求出│Tn│2的频率曲线其中，n2=│Γ│2max/1-│Γ│2max=,又反射系数切阶梯变换器数表n=2│Γ│max=│Γ│max=Rρρ1ρ2ρρ1ρ2

同轴传输线、同轴连接器、射频电缆组件工程设计参考资料马乃祉D：外导体内径d：内导体外径εr：介质相对介电常数μr：介质相对导磁系数图1表1常用介质材料的电性能参数（25℃介质材料常用标记介电强度(伏/密耳)相对介电常数εr(103Hz)正切损耗角tgδ(100MHZ)空气air8010聚乙烯PE4805×10-3交联聚乙烯IMP7005×10-3聚四氟乙烯TFE4801×10-4氟化乙烯丙烯FEP5002×10-4聚酰亚胺(改性)PI5602×10-3聚丙烯(共聚)500～660～5×10-4聚苯乙烯POLY5005×10-4苯乙烯聚苯撑氧MPPO5003×10-3聚苯撑硫/聚苯撑氧PPS/PPO6003×10-3改性聚苯醚5003×10-31、特性阻抗，Z0（殴姆）精确计算：2、单位长度电容C、电感L（pF/英呎）（μH/英呎）1英呎=0.3048米3、理论截止频率fc（GHZ）λc：截止波长C0：真空中的光速，精确值为8±（米/秒）精确计算：表2同轴传输线截止频率与相近连接器对照表(50Ω)公称尺寸同轴传输线外导体内径（Dmm）截止频率（GHZ）相近的通用连接器连接器使用上限频率(GHZ)εr=1εr=εr=2εr=167/16612UHF411HN610SC118BNC47NAPC-718TNC116ATNC1854SMABMA333SSMA35、SMK（K）40502（V）651（M）110D/d4、传播速率VP5、延时Tns（ns/英吋）6、驻波参数反射系数ReflectionCoefficient（Γ）反射损耗ReturnLoss(dB)电压驻波比VSWR（ROS）表3VSWR、Γ、Loss换算表VSWRΓLoss（dB）VSWRΓLoss（dB）1312323334345356367378389391040114112421343144415451646174718481949205021512252235324542555265627572858295930607、电流的趋肤深度δ（μm）电阻率：ρ（Ω·cm）-1电导率：（Ω·cm）波长：λ（cm）表4部分金属的电导率金属电导率渗透深度(100MHZ)银×1056．3铜×1056．6金×1057．2铝×1058．5黄铜≈×105≈13黄铜或铍铜≈×105≈148、同轴线的衰减ββ=β1+β2（dB/cm）β1（电阻损耗）=（dB/cm）ρ1、ρ2分别为外、内导体的电阻率（Ω·cm）-1f：频率（MHZ）β2（介质损耗）=（dB/cm）9、驻波系数对衰减的影响传输线端的负载的驻波系数本身增加了传输线的衰减Γ2：传输线输入端的反射系数Γ1：负载的反射系数βL：传输线长度为L时的衰减10、传输线内外导体间的电场Ea（V/cm）同轴传输线内外导体间，内导体外表面的电场为最大（V/cm）Um：内外导体间的峰值电压11、传输线的最大工作电压U（单位：伏特，50HZ有效值）E的值由绝缘材料的特性确定，单位（伏特/cm）表5绝缘材料E（V/cm）空气30000空气+聚四氟乙烯5000空气+聚乙烯5000单层聚四氟乙烯40000单层聚乙烯5000012、同轴传输线的最大电晕强度Pc式中：U：最大工作电压（V，50HZ有效值）P1：同轴线内空气压力P0：正常大气压P1/P0：只有一部分介质是由干燥空气时才考虑，否则为113、同轴传输线允许传输的平均功率Pm（瓦）式中：ρ0：外导体的热扩散系数（W/cm2）D′：外导体（壳体）的外径（cm）β：总衰减，最大可考虑乘系数（dB/cm）k：反射的系数（频率大于500MHZ时）ρ0的值：表6D′（mm）ρ0（W/cm2）1020≈40≈80≈14、传输功率P（μr设为1）同轴线的电压驻波比（VSWR）为S时，传输最大平均功率Pmax15、介质支撑设计公式（1）等效介电常数(εe)的计算公式当有2种或2种以上的介质构成的支撑件，则其等效介电常数的计算方法如下：同轴分布的非单一介质图2基本对称分布的二种介质ε1、ε2：二种介质的介电常数V2：对应ε2介质的体积之和V总：二种介质的总体积之和图3若ε2为空气（即去除部分固体介质材料）则（2）介质支撑件的设计公式（见图4）当在均匀介质的同轴线中，有限长度的非相同介质的支撑件会引起TEM波的激励（高次模），影响同轴传输线的截止频率和传输性能，但在射频同轴连接器设计中，基本上不可避免地存在有限长度非相同介质支撑件（除半硬电缆直通型自由端连接器）。因此，设计、制造出优良的介质支撑件是保障连接器高性能的基础。①支撑件的厚度（B）a、B＜D1-dB≥2DD1是支撑件的外径b、B引起高次模的关系式为λg：工作波长；f：工作频率②支撑件外径、内孔径计算（D1、d1）D1=2h+D注：h为支撑件外镶槽的深度图4h0是设内导体不变，则支撑件外镶槽的深度③支撑件端面补偿的计算（Δ、d2、D2）（共面补偿）d2=1～选取D2=～1D选取计算Δ：计算A-A截面等效介电常数εe计算等位参考面直径D′计算外导体直径变化引起的不连续电容Cd1内导体直径变化引起的不连续电容Cd2不连续电容k为修正系数，k=d、注：具体计算应注意量纲的统一Δ的计算值是一个参考值、应进行实测修正，也可直接用实验方法确定。制造公差应尽可能小，但可在保证D1、d1和B的尺寸精度下，控制重量一致的方法。16、同轴变截面补偿设计（1）台阶式变截面（错位补偿）①介质相同εr=1②时Z0=50Ωk=Z0=60Ωk=Z0=75Ωk=③时（2）锥形变截面介质相同εr=1θ1(°)θ2(°)abcd①θ2采用小于12～16°②θ2大于16°后，应采取θ锥顶的错位，（虚线中的Δ）。③大直径比的过渡时采用锥形过渡。优于台阶式过渡。115D1d2D2220d1D1d2D232511d1D1d2D2430d1D1d2D2（3）其它轴向过渡补偿Z0=50ΩZ0=50Ω（4）直角弯式过渡补偿(Δ值仅供参考、应通过实验或CAD进行优化)Z0=50Ωεr=1Z0=50Ωεr=1

Z0=50Ω17、同轴传输线的电长度φ式中：f：工作频率（MHZ）L：传输线长度（英呎）18、相位温度系数PTC（PPM/℃）式中：△T：温度变化值（℃）△φ：以25℃φ0：绝对（总）相位（电长度）19、射频连接器的耐功率射频连接器的耐功率（平均功率），在标准大气压和25℃频率（GHz）（HT）=耐高温介质支撑垫圈（FLH）=法国圣迭戈班公司注册商标：氟塑料（HF）=高频（EF）=扩频（展宽频率）20、影响射频连接器传输功率的因素射频连接器在实际使用中传输功率的大小,首先与传输波(连续波或脉冲波)有关,同时和使用频率、环境温度、大气压力以及系统的匹配状况；零件制造中的表面质量、组装中的洁净、无污染等等因素有关。表8为部分连接器最大传输平均功率的实际使用参照表。P′=PREF·Kf·Kc·Ks·KhPREF：表7中选取的参考值Kf：使用频率相关修正系数Kc：环境温度相关修正系数Ks：反射匹配相关修正系数Kh：使用高度（气压）相关修正系数表8KfKcKsKhMCX×Kfmax=20SMBSMA×Kfmax=20BMAQMA×Kfmax=13TNC×Kfmax=20ATNC×Kfmax=20N×Kfmax=20HN×Kfmax=20SC×Kfmax=207/16×Kfmax=15MCX、SMBPREF=100W（时）参考资料1．《同轴式TEM模通用无源器件》郑兆翁1983年人民邮电出版社2．《同轴连接器设计参考（汇集）》高频插头座集中设计组1972年3．《RADIALL》资料2003年4．《Astrolab》资料2003年5．《微波工程手册》微波工程手册编现代射频同轴连接器优化设计技术西安富士达科技股份有限公司武向文【摘要】本文对近几年来国际上流行的射频同轴连接器优化设计方法，即以理论计算和经验设计为基础、利用三维电磁场分析软件建模仿真，并通过时域测量分析进行优化的设计方法，进行了简单的介绍。【关键词】射频同轴连接器优化设计仿真时域测量不连续响应1引言射频同轴连接器是微波领域中重要的射频传输元件，因其频带宽、连接方便可靠、性能优越、成本低廉，在微波通信设备、仪器仪表及武器系统中得到广泛应用。近几年来随着现代通信技术的飞速发展，整机设备对射频同轴连接器的技术要求越来越高，宽频带、低驻波、小型化、多功能、高可靠、快速连接等等，新的连接器品种应运而生、层出不穷，这也对连接器产品的设计提出了更高的要求。射频同轴连接器的设计优化包括对连接器多方面功能及价值的分析改进，以达到质优、价廉，并且缩短试制周期。优化技术适用于射频同轴连接器的结构设计、尺寸精度的确定、性能参数的提升等方面。通过优化，寻求和确定最佳参数，保证连接器使用功能和可靠性要求。随着微波技术的发展，整机系统要求连接器具有更多的附加功能，如滤波（隔直、防雷等）、整流、衰减等；另一方面整机系统信号频率在不断提高，对信号传输部分的损耗和电压驻波比也有了更高的要求。因此电性能的提升逐渐成为射频同轴连接器设计优化工作的重点和难点。随着计算机技术的飞速发展，仿真技术也步入了一个新的时代，原来只有中、小型计算机或专业工作站上才能运行的仿真软件现在也可以在微机上用了，这样就给仿真技术的普及创造了有利条件。另一方面，仿真软件在不断过发展完善，新的软件层出不穷，AnsoftHFSS和ADS等传统三维电磁仿真软件功能也在不断强化，仿真精度越来越高，优化结果越来越接近实际数值。这些无疑给连接器的仿真和优化设计创造有极为有利的条件。时域测量分析是进行微波传输系统缺陷分析的有效方法之一。通过时域测量，可获得沿传输线的阻抗变化、集中反射点位置、集中反射点的电特性等数据，这对于分析和优化连接器设计是非常有利的。通过对时域测量数据的分析，找出连接器设计结构当中不匹配点并对其进行逐一调整和优化，以达到提高电性能的目的。时域测量的定位精度和响应分辨率直接关系到时域分析结果的准确性，而响应分辨率与微波测试设备的频宽、采样速率有直接的关系。近年来随着行业的发展和西方国家对华禁运政策的调整，越来越多的国内射频同轴连接器生产厂家具备了频率上限到20GHz甚至高达40GHz的具备时域测试功能的矢量网络分析仪，这也使时域测量分析技术应用于射频同轴连接器的优化设计成为可能。2射频同轴连接器的一般设计原则射频同轴连接器的工作原理比较简单，可以说是一段能够使RF传输系统实现电气连接与分离的同轴传输线。连接与分离这一机械过程的实现要求连接器具有可靠的连接界面；连接器的适用性和方便性要求连接界面有多种不同的规格和连接形式；连接器的通用性和互换性要求连接界面的标准化；连接与分离的可靠性与稳定性要求连接器界面尺寸及内外导体相对位置的稳定及足够的机械保持力。这是对连接器界面及结构的基本要求，另一方面连接器需要与同轴电缆、微带等传输线连接，同样也需要考虑连接过渡的匹配性、稳定性和连接的可靠性。机械连接的稳定性与可靠性是实现射频同轴连接器电气连接可靠性与稳定性的基础，稳定可靠的机械结构加上均匀匹配的阻抗、合理的介质材料，便可得到电气性能优良的射频同轴连接器。但阻抗的不连续是不可避免的：界面的机械连接及界面的容差导致连接界面的阻抗不连续；用于保证机械稳定性的台阶定位结构导致不连续电容的存在；机械公差及介质电参数的漂移导致特性阻抗的漂移；连接器与电缆及微带等射频传输线连接部分的适配性及电磁场场形变化也会产生特性阻抗不连续。只有对这些不连续逐一进行识别和补偿，才能使射频同轴连接器具有更好的电性能指标。关于射频同轴连接器的设计补偿计算很多理论著作及学术论文当中都有更为详尽的阐述，这里就不再赘述了，但需要说明的是绝大多数的经验公式都是通过对大尺寸同轴传输线的研究得来的，对我们常规的使用频率不是很高的连接器的设计而言其精确度已足够，而对于小尺寸、高频率、高性能要求的连接器（如毫米波连接器）设计而言，由于尺寸公差、表面粗糙度、金属材料表面电阻率及介质电参数的稳定性等方面的影响变得不可忽略，所以此时的计算结果仅能作为参考。综上所述，在明确了用户需求及确定了连接界面形式的情况下，连接器的基本设计思想可简单总结为以下三点：在充分满足客户需求的情况下采用最简洁的设计结构。简单就是可靠，简洁的结构不仅可以有效减少不连续点（段）的存在，提高电性能，而且简洁的结构有更好的机械可靠性。尽量使每一段的阻抗都与标称特性阻抗相符。保证传输线阻抗的均匀性是减小反射的关键。对不可避免的不连续逐一进行共面补偿。共面补偿是弱化和消除集中反射（不连续点）的有效方法，其原理是针对不连续点的电特性（容性或感性）在其邻近部位引入一段感性或容性区域，使在不连续点附近一定区域内“平均阻抗”接近标称特性阻抗值，以达到在一定的频段内减小反射的目的。从根本上讲共面补偿就是在失配部位形成一个低通滤波网络，只要通频带足够宽（覆盖连接器要求的频率范围），便可得到理想的补偿。由LC低通滤波网络原理可知，集中电容或电感值越大，低滤波器的通频带越窄，即在较高的使用频率下想要使共面补偿达到更好的效果，首先是集中电容或电感值要尽量的小，否则在高频段不可能设计出性能优异的射频同轴连接器产品。由此可见共面补偿毕竟是后天性的，在进行射频同轴连接器产品的设计时首先应尽量减少不连续点（段）的存在，并使不可避免的不连续尽量的小。3仿真优化设计技术利用三维电磁场分析软件建模仿真，对连接器的设计进行优化，可以提高产品设计的一次成功率。尤其是对性能要求高或有特能要求的连接器产品，通过建模仿真和计算，可以不用生产样品而得到设计将可能达到的性能数据，通过进一步优化使模型达到所要求的性能指标，这时再安排生产出的样品，其性能指标会非常接近或一次达到设计输入的要求，即缩短了设计周期，又节省了研制费用、降低了开发成本，省时省力。下面我们用AnsoftHFSS软件对一种7/16型1/4波长宽带防雷连接器进行仿真优化，以此为例介绍一下射频同轴连接器仿真优化设计的一般过程。AnsoftHFSS软件简介AnsoftHFSS（HighFrequencyStructureSimulator）是Ansoft公司著名的三维微波电磁仿真设计软件，其人性化的交互式用户界面和强大的优化功能给使用者带来非常大的便利。AnsoftOptimetrics(Ansoft优化)是一种变量分析工具，它可以方便地对模型变量模拟分析，使我们在模拟优化时不用再建立和求解一系列模型，而只需建立一个模型即可。在AnsoftHFSS中没有包含AnsoftOptimetrics，但在AnsoftHFSS中已经集成了Optimetrics功能。AnsoftHFSS软件具有强大的建模功能、丰富的材质库和模型库，这使得建模工作变得简单快捷，再加之强大的宏处理功能和多种扫频方式，使其成为应用最为广泛的三维微波电磁仿真设计软件。它可以模拟波导、空间、微带线路、同轴线及腔体中的三维电磁场，可以方便地实现天线、滤波器、波导器件、连接器等微波器件的仿真模拟和优化。其界面如图1。图1ANSOFTHFSS界面模型的建立我们要模拟的是一种新型的多功能连接器――1/4波长金属支撑子式的宽带防雷连接器，两端为7/16型阴头。我们知道1/4波长金属支撑子在同轴传输线中相当于一个带宽很窄的带通滤波器，由于它使同轴线内导体直接良好地接地，因此作为防雷器时具有最小的残余浪涌电压和极强的电流处理能力，在雷电防护领域倍受青睐。过窄的使用带宽不利于它的推广，考虑目前通信系统工作频率，拟将其使用频带拓展为~。利用切比雪夫多项式对其进行拓频设计，以GHz为中心频率，并考虑连接器应承受8/20μs、50KA脉冲电流的冲击，得出如图2的基本结构模型：ａ、原理图ｂ、结构模型图2宽带防雷原理图及基本结构模型根据预定的外形尺寸，推算出的模型结构在实际设计中较难实现或会造成过高的制造成本，故考虑1/4波长金属支撑部分与连接器主体实现连接的可能结构，对模型结构进行调整（如图3）。ａ、原理图ｂ、结构模型图3调整后的原理图及结构模型调整后1/4波长金属支撑部分由原来的阻抗为Z1的均匀传输线变为长度为L1a、阻抗为Z1a和长度为L1b、阻抗为Z1b的两段传输线的组合，这样一来想要确定Z1a、Z1b、L1a和L1b，计算变得相当复杂。这一工作可以交给ANSOFTHFSS去做。由于结构的限制，可确定L1a为20mm，Z1a为88Ω，而L1b和Z1b预设为26mm和92Ω。由于优化前后连接器主体部分径向尺寸变化不会太大，因此将连接器主体部分两端分别加入适当的聚四氟乙烯绝缘支撑。考虑绝缘支撑的加入对电长度的影响并进行修正，然后根据经验公式对绝缘支撑处的不连续进行逐一补偿计算；因连接器将与50Ω电缆组件相连，故将N型插孔端面做为阻抗变换段的起始面。完成上述工作后可着手建立ANSOFTHFSS三维仿真模型（如图4）。图4在AnsoftHFSS中建立的三维仿真模型模型建好后进行材质的设定：铜合金镀银的内导体材质可设为copper，绝缘支撑设为Teflon，其它部分本来应设为空气，但为了优化的方便，将其设为真空，这对结果的影响非常小，可以忽略不计。下一步是端口设置：将两端连接器界面设置成50Ω端口。然后就可以设置求解条件：点频，10次迭代，最大误差；Fast扫频方式、－，分为50份。下面就可以开始进行初步求解了。计算后选择显示电压驻波比，则可得到图5a中显示的曲线。图5aAnsoft模拟电压驻波比曲线参数的设置及优化为了做便于进行优化，要在模型中引入参数。分析上图曲线，和我们所需要的结果比较接近，带宽已经足够，但频带有些上移，中心低点没有完全形成。虽然－时电压驻波比小于，但中心峰值已接近，有些过高，其主要因素就是Z1a和Z1b段的过渡。Z1处1/4波长金属支撑已经是较细了，再细会影响到电流处理能力，所以可以调节的只有Z1b和Z2了。将Z2段内导体外半径设为可变参数SizeR1，范围－，每步0.05mm；将Z1b段外导体内径设为可变参数SizeR2，范围－，每步0.05mm；将Z1b段的长度设为SizeL，范围32－40，每步0.5mm。设置显示参数然后优化，优化后的曲线如下图所示：图5bAnsoft模拟优化后的电压驻波比曲线图6最终产品结构图模型的转化图6最终产品结构图将优化计算得到的数据用于产品的设计当中，根据生产工艺能力状况对内、外导体进行合理拆分，并考虑1/4波长金属支撑部分接地的可靠性和保留一定的调节量，得到最终设计结果（如图6所示）。样品生产后经测试发现实际通频带略有偏移，且带宽不足：中心频率约为，通频带为。通过将D1b尺寸加大0.2mm，并对1/4波长金属支撑接地端螺母进行调整，以改变L1b的长度，使整体性能达到了要求：电压驻波比小于。驻波测试曲线如图7所示。图7宽带防雷器样品测试曲线（时驻波比为）4时域分析优化设计法射频同轴连接器的时域分析优化设计法是指通过时域测量分析的方法对设计样品进行测试验证，找出设计缺陷，并进一步进行设计优化，以提高连接器电性能的方法。仿真优化设计技术是基于按传统设计理论建立的原始模型、在样品生产之前进行的设计优化工作，按其结果设计生产出样品后，要对样品进行测试验证，看其是否达到设计输入的要求。频域测量能给出被测连接器及电缆组件关于频率的综合特性，如电压驻波比、插入损耗等，这对判断样品是否符合设计输入要求是非常重要的。但当需要对射频同轴连接器或电缆组件进行诊断，需要判断或分离出集中反射点或阻抗的不连续段时，频域测量就无能为力了。而这些方面却正是时域测量所擅长的。时域测量简介时域测量的方法一般有直接测量和间接测量两种方法。直接测量是在脉冲激励下测量被测件的响应，从响应中直接获取需要的电参数。只要脉冲前沿上升时间足够短（如15PS以内）、接收机频带足够宽，直接测量法可提供很高的分辨率，常见的仪器配置为取样频率较高的取样示波器加射频分析模块和射频探头。间接法测量是在扫频连续波激励下，先测被测件的频率响应，再把此响应利用傅里叶反变换转换到时域中。目前多数的矢量网络分析仪增加时域模块后都可具有间接时域分析功能，如HP8510，Wiltron的360系列、373系列等。矢量网络分析仪是射频同轴连接器生产厂家必备测试设备，这里就介绍一下利用Wiltron的37347A型矢量网络分析仪进行时域分析，对连接器进行设计优化的方法。时域测量有两种工作模式。一种是