电力电子系统设计实验总结要点

强必扎多

YANSHANUNIVERSITY

《电力电子系统设计与试验》

实践报告

专业：电力电子与电力传动

学号：S

报告人：龚钢

小组组员：龚钢杨夏祎

日期：2011年7月12日

目录

1、产品设计目的：...................................................错误!未定义书签。

1.1产品性能指标汇总................................................错误!未定义书签。

1.2产品设计根据....................................................错误!未定义书签。

2、产品主电路工作原理概述...........................................错误!未定义书签。

2.1开关电源主电路..................................................错误!未定义书签。

2.2前级PFC工作原理...............................................错误!未定义书签。

2.3PFC控制芯片L656I简介.........................................错误!未定义书签。

2.4后级反激电路工作原理............................................错误!未定义书签。

2.5Flyback控制芯片LTA705S简介....................................错误!未定义书签。

3、电路参数设计.....................................................错误!未定义书签。

3.1前级PFC电路参数设计............................................错误!未定义书签。

3.1.1Boost变换器工作原理及电感电容的计算..........................错误!未定义书签。

3.1.2Boost电感设计.................................................错误!未定义书签。

3.2后级Flyback电路H勺设计..........................................错误!未定义书签。

4、仿真及试验成果分析...............................................错误!未定义书签。

5、问题或现象分析...................................................错误!未定义书签。

6、心得体会..........................................................错误!未定义书签。

附录.................................................................错误!未定义书签。

1、产品设计目的:

1.1产品性能指标汇总

产品参数设计指标：

输入电压：90〜264VAC、3.15A、47~63Hz；

输出电压：19.2VDC、4.2A：

输出功率：70W~90W；

功率因数：0.95以上；

1.2产品设计根据

从产品参数设计指标分析，其输入为交流电，输出为直流电，故首先需要设计整流

电路，本产品设计日勺是二极管不控整流。整流输出为脉动较大的直流电（即交流电的半

个周期）。此外本产品对电能运用率有规定，功率因数规定高于0.95,因此需要加入功

率因数校正（PFC）环节。从所学知识理解到，Boost变换器可用作功率因数校正（PFC）。

这也是一种常用日勺PFC拓扑电路。Boost变换器有三种工作模式，分别为电感电流持续

模式、电感电流临界持续模式和电感电流断续工作模式。其中，电感电流临界持续模式

下，可以通过有效控制，使输入交流电流和交流电压同相位从而有效提高功率因数。综

合多种原因考虑本产品设计选择Boost工作在电感电流临界持续模式。

本产品设计规定输入电压范围较宽。最大输入电压峰值264人。为满足这一宽范围

输入规定，同步考虑经济合理性，本产品设计Boost电路工作正常时输出电压为400V

直流电。为了对Boost电路有效控制，实现PFC,本产品设计选用性价比较高啊芯片

L656U

通过Boost电路实现功率因数校正后，输出电压较高。而产品规定输出电压为19.2V。

为此，电路还需要一种DC/DC降压拓扑电路。可以实现降压时拓扑电路有诸多。非隔

离式变换电路：Buck变换器、Buck-Boost变换器、Cuck变换器；隔离式变换器：单端

正激式隔离变换器，单端反激式隔离变换器。由于反激变换潜能实现输入输出电气隔离,

电压升降范围宽，运行可靠性能高等长处，因此本产品选择反激变换器实现DC/DC降

压。

常用的高集成反激控制芯片有SG6742、FAN6754、LTA705S等。结合试验实际条

件，本产品设计选用LTA7O5S芯片作为反激电路开关管日勺驱动芯片。

综上所述，产品设计总体电路拓扑构造确定为：二极管整流电路，Boost变换器实

现PFC电路、单端反激式隔离变换器实现DC/DC降压变换电路。

2、产品主电路工作原理概述

2.1开关电源主电路

产品电路中，输入为AC90~264V电压，通过二极管整流桥把交流电变成直流电，

然后运用Boost实现功率校正，最终运用单端反激隔离式变换电路进行降压提供稳定的

直流输出电压。电路前级采用的控制芯片为L6561,后级采用的I控制芯片为LTA705S,

工作频率为lOOkHzo为验证产品设计思绪的可行性，根据设计规定首先进行了仿真。

图1为本文仿真电路构造图，产品主电路图见附录。

图1开关电源电路拓扑构造

2.2前级PFC工作原理

有源功率因数校正(ActivePowerFactorCorrection)电路，是在老式日勺不可控整流

电路中融入有源器件，使得交流侧电流在一定程度上正弦化，从而减小装置的非线性、

改善功率因数的一种高频整流电路。基本H勺单相APFC电路，在单相桥式不可控整流电

路和负载电阻之间增长一种DC-DC功率变换电路，一般采用Boosl变换器。通过合适

的控制Boost电路中开关管的通断，将整流器的输入电流校正成为与电网电压同相位的

正弦波，消除谐波和无功电流，将电网功率原因提高到近似为1,其电路拓扑构造如图

2所示。

4十7CZhRU。

图2APFC拓扑构造图

假定开关频率足够高，保证电感L的电流持续；输出电容足够大，输出电后可以认

为是恒定直流输出电压。电网电压处为理想正弦电压，即有出=a“sin的，则不可控整

流桥的I输出电压心为正弦半波，〃而=同=44也切。

当开关管T导通时，与对电感充电，电感电流)增长，电容C向负载放耳；当T

关断时，二极管D导通，电感两端电压〃[反向，/口和“I.对电容充电，电感电流乙减小。

电感电流满足下列关系式,

卜心词,

L^L=U=[4(1)

dfL[^m|sin^|-w0,rk<r<rk+7；

通过控制开关管T日勺通断，即调整T日勺占空比D,可以控制电流若能控制，L近

似为正弦半波电流，且与”相似相位，则整流桥交流侧电流也近似为正弦电流，且与

电网电压出同相位，即可到达功率因数校正的目的。这也是APFC的基本原理。为实现

这一控制目的，需要引入闭环控制。

控制器必须实现两个基本规定：1、实现输出直流电压人口勺调整，使其到达给定值；

2、保证电网侧电流正弦化，其功率因数近似为1。为此采用电压外环电流内环的单相

PFC双环控制。如图3所示。

图3APFC控制原理图

电压外环的作用是实现控制目的H勺电感电流指令值匚。给定输出电压〃:减去测量到

的实际输出电压〃。口勺差值，经PI调整器作用，输出电感电流的幅值指令测得到口勺

整流桥输出电压%除以其幅值后，得到单位口勺半正弦量。该值与得到的电感电流幅值

指令相乘得到电感电流口勺指令值匚。i；为与心同相位的正弦半波电流，其幅值可控制

直流电压久日勺大小。电流内环日勺任务是控制开关管T的J通断，使实际日勺电感电流"跟踪

其产生日勺指令值兀。为仿真以便，此处采用了电流滞环控制。通过滞环控制可以保证明

际的电感电流九在其指令电流i；附近波动，波动日勺大小与滞环的宽度有关。

在实际电路中此处采用口勺是L6561芯片控制。L6561采用的是电流峰值控制措施和

电流检测控制措施的结合,其控制原理为：当芯片5管脚（ZCD）检测到Boost电感电

流为春时，L6561会驱动开关管导通，此时电感电流基本呈线性上升；当芯片4管脚（CS）

检测到流过开关管的电流（此时也是流过电感的电流）抵达规定日勺上限（即电流峰值）

时，开关管会关断，直到下一次ZCD检测到过零电流时才开通。

I'llIIIII1I'I(I1III>IIIII

I'llI|I|I■I1III■I!IIIII|I

rwuuuuwuumj

图4L6561控制口勺电感电流波形

2.3PFC控制芯片L6561简介

L6561重要特点：

1.具磁滞的欠电压锁住功能。

2.低启动电流(经典值：50uA；保证90uA如下)，可减低功率损失。

3.内部参照电压于25℃时只有.1%以内的误差率。

4.除能(Disable)功能，可将系统关闭,减少损耗。

5.两级的过电压保护。

6.内部启动及零电流检测功能。

7.具乘法器，对于宽范围的输入电压，有较佳的THD值。

8.在电流检测功能，具有内部RC滤波器。

9.高容量的图腾级输出，可以直接驱动MOSFET。

图5L6561的J封装图

表1L6561接脚功能

PIN脚名称功能

1INV误差放大器反相端输入

2COMP误差放大器输出

3MULT乘法器输入

4CS电流检测输入

5ZCD零电流侦测

6GND接地

7GD为MOSFET栅极驱动输入

8VccL6561工作电源接口

2.4后级反激电路工作原理

本产品后级电路选用电流断续模式(DCM)单端反激拓扑电路。单端反激隔离式变

换器是一种成本较低的电源电路，小功率电一般选此拓扑构造。其输出功率为20W-

1()()W,可以同步输出不一样的电压，且有很好的J电玉调整率。在输入电压和负载电流

变化较大时，具有更快日勺动态响应速度。其赔偿电路构造简朴。反激式变压器开关电源,

是在变压器日勺初级线圈运用直流电流鼓励后，变压器日勺次级线圈没有功率输出；当变压

器初级线圈日勺鼓励电路被关断，初级线圈和二次线圈通过磁耦合，释放磁能，转换为电

能，向负载提供电能。单瑞反激开关电源采用了稳定性很好的双环路反馈控制系统(输

出直流电压隔离取样反馈外回路和初级线圈充磁峰值电流取样反馈内回路)。通过反馈

回路产生PWM信号，有效控制开关管的通断。从而实现对初级线圈充磁电流峰值的有

效调整，到达稳定输出电压的目的。

2.5Flyback控制芯片LTA705S简介

反激控制芯片LTA705S是一款专门为控制单端反激隔离式变换器而设计日勺芯片。

LTA705s集成了高压自启动，低功率绿色模式，过流保护，Vdd过压保护，Vdd欠压锁

定，同步斜坡赔偿等功能c各管脚功能见表2。

口GNDGATE固

□FBVDD3

□NCSENSET)

口HVRT3]

图6LTA705S封装图

表2LTA705S管脚功能:

管脚名称功能

1GND接地

2FB反馈信号通过外部赔偿电路流入此管脚。

3NC无需连接

4HV高压自启动管脚

5RT可编程保护端。一般用作过热保护。

6SENSE电流检测端。用于限制峰值电流以及功率控制

7VDD芯片电源

8GATE图腾柱型开关管驱动。具有软启动功能。

3、电路参数设计

3.1前级PFC电路参数设计

Boost变换器工作原理及电感电容的计算

Boost变换器是一种输出电压等于或高于输入电压的单管非隔离直流变换器。合理

控制开关管TFI勺导通比，可控制升压变换器的电压稳定输出。Boost变换器有三种工作

模式，分别为持续导电模式、临界导电模式和不联络导电模式。在本设计有源功率因数

校正(APFC)中，Boost变换器工作在临界导电模式。针对这种状况分析Boost电路，

计算设计其电感和电容值°

图6Boost变换器电路拓扑

假设电路中各个元件都是理想器件。一种开关周期内，Boost变换器有两种工况。

如图所示。

L

(a)Boost电路开关管导通状态(b)Boost电路开关管截止状杰

图7Boost变换器电感电流持续时两种工作状态

(1)当开关管导通时，电路拓扑如图7(a)所示，二极管承受反向电压而截止。

电容C向负载R供电，极性上正下负。电源电压(4所有加到电感两端内.二(4,在该电

压作用下电感电流九线性增长，储存的磁场能量也逐渐增长。在一种开关周期7s内，开

关管T导通日勺时间为心。开关管T导通期间，电感电流的I增量为:

（2）当开关管T截止时，电路拓扑如图7（b）所示，九通过二极管D流向输出侧,

电感L中的磁场将变化L两端的电压极性，以保持不变，这样电源电压UM与电感电

压〃L串联，总电压高于电容C两端电压，此时电源和电感共同为电容C和电阻/?供电，

负载电阻R端电压U。极性仍然是上正下负。电感上日勺电压为Um-U0<0,电感电流线

性减小。在一种开关周期G内，开关管时断开时间为4-Q。届时八刻，（抵达最小值

/L2o在开关管截止期间，电感电流H勺减小量的绝对值为：

瓯4二1“。』山=。。丁（］_。仇（3）

%LL

当稳态工作时，开关管T导通期间电感电流的增长量酝"）等于开关管的截止期间

时减小量加：㈠。即电感电流日勺净增量为零。有式（2）和式（3）可得电压增益为

由式（3）可知，DC<1,故输出电压与输入电压的比值一直不小于或等于1,即输

出电压高于输入电压。这就是Boost变换器升压的原理。

本设计中，Boost变换器工作在电感电流临界持续模式。此时有*:

△，L=2Zin⑸

Boost变换器输入功率与输出功率分别为：

几W和

假如忽视电路中的损耗，则有4=月,于是有：

I=2/=_!_/(6)

Uin°I2。

联立式（2）、式（5）以及式（6）可得临界模式电感值为:

R

2

L=-DC(\-DC)TS⑺

根据输出电压的纹波系数设计Boosi电容。当电感电流处在持续状态时，考虑二极

管电流会所有流入电容器，如图7(b)所示，在每一种开关周期电容充电或者放电的能

量为AQ，则有:

AQ=/024⑻

由AQ形成的纹波电压可表述为:

A。U0。(2心

△%=--=,=------(9)

CCRC

由此可计算得电感电流持续模式下，按照规定的纹波电压限值，可求得需要H勺电容

值为:

U/。。。&

(10)

RAU。~”,

已知输入交流电压为90-264V,输出直流电压约为400V,主电路输出功率为85W,

按效率为95%计算，可以得出输入功率为90W°Boost电路工作在临界持续状态，且为

开关频率不固定日勺变频控制。

则最大输入电流

一旦一丝7A

‘加一七二90一(11)

电感中最大峰值电流

pmax=2五/八皿=2.8A(⑵

Boost功率开关零电流导通，电感电流线性上升，可得

(13)

电感电流出现最大峰值时的占空比为

。=仁义=4。叱艮9。=（）68

(14)

匕，400

设此时日勺开关频率f=mkHz,则Boost电感值为

L_yimmO_72x90x0.68

-309〃”(15)

100x103x2.8

Boost电感设计

根据实际条件，选择RM8型磁芯。其构造图如下图所示:

图8磁芯规格图

表3磁芯PC40RM8Z-12I付技术参数

Dimensions(mm)ApAeAwAL

TYPEMATERIAL

42

A*B*Ccmminmm2rJi/N2

RM8PC4022.75*8.2*10.80.313064.0048.901950.0

LeVeWtPa100kHz200mTPt100kHz可配合BOBBIN

3

mmnung@100*C(W)Watts幅竟PIN形状

38.0()2430.0013.000.97679.158-12V

由磁芯参数表可以查得Ae=64mm:因此可以求得需要日勺匝数为

4max309X2.8

(16)

△BxAe0.25x64

此外可求的需要加入的气隙为

N.2A/754364X10-6X44X10”“

lf„=।"°O=-------------------------------=0.7mm(17)

L)309x10-

PFC环节中电流互感器的工作原理和变压器相似，一次线圈串联在电路中，一次线

圈中电流完全取决于被测电路的负荷电流，而与二次电流无关。由L6561芯片资料可以

懂得彩。的钳位电压为6V左右，因此取二次线圈日勺最低电压约为7V。因此可取一次线

圈和二次线圈的匝比为n=NjN2=90/7o

合理计算，取原边电感匝数为N1=31,则可以得出二次线圈日勺匝数为

17

N,=-N,=—x31=2.4(18)

2«190

实际试验取二次线圈匝数为4匝。

表4铜线的技术参数

铜直径铜面积绝缘直径带绝缘面积Q/mQ/mA

AGW

mmmnrmmmm?20℃100℃J=4.5A/mm2

300.250.05090.300.07040.33850.45230.229

由表4的绕线参数可以求得一次线圈所需绕线股数

f=Amax_=——J——=4(19)

1JX0.05095x0.0509

为防止上电后电感发热现象严重，本试验原边线圈选用6股线，由于二次线圈的电

流很小，本试验取绕线股数为2股。

3.2后级Flyback电路的设计

后级反激电路的工作原理在上文中已经详述，再次不再赘述。本节内容重要设计

Flyback日勺变压器。

前级PFC输出为400V日勺直流电压，故在开关管导通瞬间反激变压器原边承受电压

为400V左右。后级输出电压规定为19.2V,由于二极管D200有一定的|管压降约为0.7V

左右，变压器副边电压设定为20V。此外，由输出电流为4.2A,可以得出输出功率约为

85Wo

反激电路工作在电感电流断续状态，工作频率为100kHz,原边电压匕=4COV,副

边电压匕=20V,负载功率为2=80W左右。

Flyback变换器电压增益为

(20)

将各个参数代入上式，得

4.5x10x10^

加嗡=2

解得关系式:

L,二9。2乂10-3(21)

开关管闭合期间变压器原边存储日勺功率为

6n-L/lmax(22)

2/5

当开关管关断时，原边电流为零；当开关管开通时，原边电流上升到九小，由能量

守恒得:

(23)

当占空比是。=0.25时，原边电感为

L,=9x0.252x10-3=560〃H

原边峰值电流为

0.25x400…人

=___________________=]8A

，MAX-100X103X560X10-6-

可得原边电流有效值

2

儿二声x=0-9A(24)

变压器原副边匝比为

42_14

(25)

五一二一砺一5

原边匝数为

浦z560x1.8

(26)

ABxAe0.25x118

由表3查得参数AB=0.25,Ae=118〃加则副边匝数为M=（3/14）x34=6.8,试验中取

值6匝。根据原副边电流的大小，结合表4参数，求得变压器原边铜线为4股，副边铜

线为8股，LTA705s供电侧铜线为2股。

4、仿真及试验成果分析

试验过程分两次调试，首先调试日勺是前级PFC电路。保证其正常工作后，将后级

Flyback与前级PFC电路连接起来，构成完整的开关电源电路。

前级PFC仿真成果与调试成果如下列组图。在下列组图中左侧（a）图都为前级PFC

仿真波形图，右侧（b）图都为试验波形图。为分析以便，将仿真波形和试验波形对照。

lekestopMPos:277.3msMANUR2E

CH

X攵

半

278可

均方根值

CH2

频率

50.00H2

州关闭

七1R任

CH2

平均值

280mV

CH?501"MIftOms

7-JJ-1113:18

（a）输入AC目源（b）输入AC电源

图9供电电源电压波形

图9是供电电源的电压波形，试验中从调压器侧获得电压的有效值为102V,仿真

为很好地模拟试验，取供电电源电压有效值为102V

lekJUestopMPo$:2716msM-ASURE

7-Jul-1113:20

(b)整流桥输出电压

图10L6561正常工作时整流桥输出电压波形

(b)整流桥输出电压

图11L656I间歇式工作时整流桥输出电压波形

在测量整流桥输出电压时，仿真成果是图10(a)所示。然而实际电路测量成果是

图11(b)o从图11(b)可以看出整流输出电压开始是持续日勺半周期正弦波，通过一段

时间后电压维持在一种较高的水准。从这一时间段可以看出电压口勺变化有点类似于整流

桥带容性负载时输出电压的变化趋势。即，开始电容电压低于电源电压，电容充电，输

出电压上升直至一种较高值；在电源电压下降时，电容电压高于电源电压，电容放电，

电压值减小。假如电容足够大，电容电压还没放完全，电源电压又上升到高于电容电压,

再次给电容充电。当电容电压充放电进入稳态时，电压就会维持在一种较高的水准，变

化波形如图11(b)波形的后半部分。按照这种分析，推测也许是芯片L6561有一时间

段没有工作，因此导致整流桥输出波形如图11(b)o为验证这一分析，仿真时设定开关

管的I驱动信号周期性地间歇式工作，仿真成果如图11(a)所示。与理论分析基本一致。

因此推理对日勺。图1()(b)所抓波形是图11(b)的前面部分。分析实际电路产生图11

(b)波形日勺原因，应当是芯片工作一段时间后由于过压保护作用使L6561停止工作，

此时开关管关断。Boost输出电容对负载放电，且电感电流维持二极管导通，这样就有

也许构成整流桥输出侧带容性负载的电路,由于电感电流维持二极管导通，此时Boost

输出侧电容对整流桥输出电压有箝位作用,致使电压在一种较高口勺值波动。只有这样才

可以解释图11(b)的波形。

lekJL•StopMPos273.7msMEASURE

峰-峰值

।H^-O.OVM2.50ms

7-Jul-1116:35

(a)Boost电感电压(b)L656IZCD管脚信号

图12Boost电感电压信号与ZCD管脚信号对比图

图12(a)是仿真中Boost升压电感两端/、J电压信号，图(b)是L6561芯片过零检

测管脚的信号。从电路构造来看，L101的原边作为Boost的升压电感，其副边通过电阻

R107与L6561芯片日勺ZCD管脚连接起来。因此两者的电信号通过磁耦合在一起，其变

化趋势应当是基本一致的U从仿真图和试验图可以看出结论基本对时。

(a)Boost电感电压局部放大(b)ZCD管脚信号局部放大

图13Boost电感电压信号与ZCD管脚信号局部放大比较图

(b)PFC输出电压波形

图14前级PFC输出电压口勺仿真波形与试验波形对比

图13是对图12波形日勺局部放人，可以验证两者日勺变化趋势基本一致。图14是前

级PFC输出电压的仿真图与试验图日勺对比。从仿真波形来看输出电压纹波系数较大。而

从试验抓到口勺波形来看其波动很小，这种直观口勺感觉是错误的。仔细观测可以看出，试

验中示波器H勺每格时间才2.5ms,而仿真H勺波形每格20ms。假如将示波器的每格时间做

调整，也会明显第看到输山电压FJ文波。

lek几estopMPo5:271^msMEASURE

CH2

峰-峰值图15芯片VCC管脚电压

2B0V

CH2

均方根值

11.1V?

CH2

2*领率

44MHz?

:CH锲闭

|均方根值

CH2

平均值

11.0V

CH25.00VM50.0TW

Z-Jul-111925

图17L6561反馈电压信号图18Flyback的输出电压信号

图15至图17是前级电路的几种重要测试点的信号波形。图18是Flyback的输出端

电压波形其值为19.4V,符合规定。

5、问题或现象分析

为了防止后级电路因焊接错误对前级电路产生影响，在调试过程中我们分两步调

试。先调试前级，保证前级能正常工作。然后将跳线Jp6和R052焊接上，再调整后级。

由于我们采用分级调试的方案，在调试前级时没有接上后级电路，相称于Boost电

路处在开路状态。然而Boost电路不能开路上电，为此我们在BoostH勺输出电容侧并联

一种假负载（150K）,保证电路安全。这是上电之前的处理工作。

在第一次上电时，调整调压器输出电压有效值为25V,在测量整流桥输出电压时没

有出现预期日勺持续的半周期正弦波形。针对现象分析，得出结论：给定的供电电压较低,

致使芯片的驱动电压也较低，不能驱动L6561芯片。为此调整输入电压至50V,在整流

桥输出侧检测到预期波形，阐明L6561芯片开始工作。之后我们将电压调升到102V,

进行前级各个测试点日勺测量和波形采样。

从采样日勺波形分析，整流桥日勺波形并不是持续的馒头波，而是如图11(b)所示日勺

间断性馒头波波形。分析实际电路产生图11(b)波形的原因，应当是芯片工作一段时

间后由于过压保护作用使芯片L6561停止工作，此时开关管关断。Boost输出电容对负

载放电，且电感电流维持二极管导通，这样就有也许构成整流桥输出侧带容性负载的电

路，由于电感电流维持二极管导通，此时Boost输出侧电容对整流桥输出电压布*箝位作

用，致使电压在一种较高内值波动。只有这样才可以解释图11(b)口勺波形。并且通过

仿真也验证了整流输出维持高电平确实是由于MOSFET一段时间没有开通导致口勺缘故。

也即芯片L6561在这段时间确实没有工作。

在后级调试时，我们的方案是：先测量输出电压，假如有期望的19.2V左右的波形

出现，我们就开始采样各个测试点的波形；假如没有预期的H9.2V左右的波形H现，我

们再对各个也许出问题欧I测试点进行检测逐一排查。

调试成果，开始有输出，不过后来一直没有输出。为排除障碍，我组花费课余时间

排查了3个晚上，测得的现象有：1、Flyback日勺控制芯片LTA705S的高压启动管脚4

电压为320V高压电;2、芯片日勺工作电源VDD电压为零;3、开关管日勺驱动引脚81GATE)

电压为零；4、MOSFETH勺漏源极电压保持在400V。根据这几点我们推测MOSFET没

有被击穿。芯片LTA705S不能工作，很有也许坏掉了。最重要H勺一种现象是，用万用

表测短路的方式检测电容C055和C054以及R062并联支路时，用表笔点触电路两端时，

万用表会持续作响。为确认这几种器件有问题，我们测试了一下其他组的状况。他们的

现象是第一次点触时万用表作响，之后就不再响。我们n勺分析是电阻没问题，电容有问

题，万用表发响，是应为电容瞬间充电的缘故。假如电容的电没有释放，则再次点触时

万用表不会发响。电容假如充放电过快就会产生这种效果。

6、心得体会

首先感谢郑老师，在试验课上热忱、耐心地指导我们的工作。另一方面感谢光宝企

业为我们提供试验的机会C最终感谢我的队友杨夏祎同学及其他同学在试验过程中予以

我的协助。

本次试验，体会很深刻，受益颇多！前3周，郑老师给我们详细分析了本产品的电

路图，仔细简介了APFC和Flyback的驱动芯片L6561和LTA705S。为可以投入试验，

我们做了诸多前期工作，重要是基础理论知识的储备。此外构思了整个试验的I调试方案

和试验应当注意日勺问题。第四面我们开始进入试验阶段。首先是焊接贴片式电路板。这

也是我第一次焊接贴片电路板。刚