六相感应电机梯形波相电流控制

六相感应电机梯形波相电流控制

1系统优势分析交流速率的固有缺陷使交流速率快速发展。目前，交流速率主要采用变压频率谱法和向量控制。随着电力电子技术和控制理论的快速发展,在航空航天和潜艇推进系统中需要一些功率大且可靠性高的驱动系统。这使得多相电机及其传动系统的研究成为电气传动领域的热点之一。与三相电机传动系统相比,该系统具有以下突出的优势:(1)传动系统整体可靠性高。采用多相冗余结构的传动系统,当多相感应电机的一个(或几个)定子绕组开路或逆变器的一个(或几个)桥臂开路故障时,不会影响传动系统的启动和运行。(2)调速具有更多的控制资源和潜能。采用多相逆变器供电,可大大改进调速系统的性价比。(3)可用低压功率器件实现大功率传动,避免了由功率器件串联带来的静、动态不均压问题。(4)转矩脉动频率增加而脉动幅值减少,使系统动、静态特性得以改善。(5)转子谐波电流减小,谐波损耗下降。尽管多相电机本体表现出很好的性能,但控制要比三相交流电机系统复杂得多。基于对六相电机文献的研究,本文作者提出了梯形波相电流控制策略,即通过对六相感应电机提供一组梯形波相电流,使电机的气隙磁场类似直流电机的气隙磁场。通过所提供的梯形波相电流来实现励磁电流和转矩电流的独立控制,从而省去传统矢量控制中繁琐的派克变换和派克逆变换,真正意义上模拟直流电机的控制。2u3000控桥变压器的相电流模型定子绕组注入的梯形波相电流如图1所示,这种梯形波相电流在电机气隙中产生近似梯形的励磁磁通,励磁电流分量IF和转矩电流分量IT可以模拟直流电机的励磁电流和电枢电流而实现独立控制。这种相电流由六相全控桥逆变器提供。通过这种相电流的配置可以产生相互独立且垂直的两个磁动势,分别叫做励磁磁动势Ff和转矩磁动势tF。以a相为例,图2表明这种波形的组成。在0-t3和t3-t6这两段时间里分别由励磁电流分量和转矩电流分量组成。其他相电流波形和a相仅有一定的相位差。一般来说,电机气隙磁通密度的平均幅值是恒定的,即产生励磁磁动势的励磁电流分量的幅值是不变的。从图3可知,定子通入的梯形波相电流波形产生的励磁磁动势和转矩磁动势是相互垂直的。励磁绕组在气隙中产生近似于方形的旋转磁场。转子中的导体切割近似于方形的旋转磁场而产生转子电流Ir。六相感应电机t=t1/2时的磁动势合成空间分布如图3所示。3科技参数对磁势解耦的影响由图4可以看到,通过控制转矩电流It使转矩磁动势tF和转子磁动势rF大小相等方向相反,即当a=0时,转矩磁动势tF抵消转子磁动势rF产生的电枢反应,使得励磁磁场不发生扭曲。六相电机在梯形波相电流驱动下正确的运行方式应该是,定子转矩磁动势tF和转子磁动势rF大小相等方向相反,即tF=rF,a=0,只剩下励磁动势Ff,此时IT为:由上式可求得磁势解耦时IT和ωsl的关系:从式(2)可以看到,k与转子电阻Rr和磁通密度B有关,而磁通密度B由励磁电流If决定,可通过控制励磁电流If来调节磁通密度B。转子电阻Rr对温度比较敏感,随着温度的变化可上下波动50%。因此参数k也是受温度影响的重要参数,其正确程度影响电机的磁势解耦。本实验所用的六相感应电机是由一个三相感应电机改造而成的,具体参数见表1。因为所使用的电机是由三相电机改造而成的,所以电机轭高相对较低。由于磁饱和的原因,要想达到理想的励磁磁通需要较大的励磁电流。为了测量气隙磁场和转子电流,转子绕组做成绕线式,把转子绕组14相中的两相接在滑环上便于测量所需要的参数。在额定转差角速度ωsl=15.7rad/s,额定磁通B=0.445T(有限元分析计算),通过表1中的参数可计算在额定情况下磁势解耦时的转子感生电流Ir=5.73A,转矩电流IT=2.26A,输出转矩T=6.3N⋅m,参数k=6.96rad(A⋅s)。所以取参数k=7。当参数k取7时磁势获得解耦,真正意义上模拟直流电机的控制。4转子等效简化电路六相电机的定子梯形波电流在气隙中产生近似于方波的旋转磁场。当励磁电流取3A时,通过有限元分析计算气隙磁通密度平均值为0.46T。由图3可知,气隙励磁磁场占整个电机气隙磁场的一半。所以转子绕组也只有一半绕组处于激活状态并感应出近似于方波的感应电压。转子感应电压幅值可表示为:其中:ωs是转动角速度;s为转差率;L是轴向长度;gr是气隙半径;B是气隙磁通密度;Nr为转子每相匝数(28)。转子导体感生电流幅值可表示为:这里Req为转子等效电阻。转子等效简化电路如图4所示。应用洛仑磁力定理,电机转矩方程可表示为:理论计算的转矩值见表2。5建立有限元网格图这里采用二维有限元分析软件来分析计算梯形波相电流驱动下的六相感应电机气隙磁势分布。首先将三个节点连接成一阶三角形有限元,然后在xy直角坐标系中建立一个定子槽并作网格图,通过对称复制方法建立所要仿真的电机区域有限元网格图。由于六相感应电机结构的对称性,仅需要对电机一半区域进行有限元分析就可以了,这样可减少有限元个数,节省计算时间,同时又不至于影响整个问题的计算精度。应用对称性,就可以得到整个电机的磁势分布。依据狄利克来边界条件,将零磁势设置在定子磁轭外侧和转子轴上。这样有限元分析仅限定在电机内部区域。生成的网格图如图4所示,输入电机的尺寸和相当于励磁电流的三相电流,通过有限元编程生成网格图并计算出电磁转矩。有限元分析计算的结果见表3。6电机输出扭矩的测量六相感应电机实验测试装置如图5所示,实验中励磁电流通过逆变器提供,这里取值为3A,实验测出的数据见表4。理论分析计算、有限元分析计算和实验测量的电机输出转矩对比如图6所示。由图6可知,理论分析和有限元分析计算的结果是相近的,比实验测量的转矩要大。这主要是因为电刷和滑环接触电阻较大,导致转子感生电流变小,这样会导致实际输出转矩变小。对于阶跃输入的转矩电流,电磁转矩响应结果如图7所示。显而易见,六相电机在该梯形波相电流控制下,电磁转矩的响应速度是较快的。7基于转子矛盾(1)该控制策略模拟直流他励的控制方式对六相感应电机实现了解耦控制,真正意义上实现励磁电流和转矩电流的独立控