永磁直驱风力发电机柔性直流变换器的研究

永磁直驱风力发电机柔性直流变换器的研究

0永磁直驱风力发电机不控回流+击击电场小型直流供电（hvdclight）是一种新型的直接供电技术，符合海上发电机构的长期供电要求，是海上供电网络的首选技术。轻型直流输电技术在国外已得到推广应用,一些用于风电联网的商业化运行工程从投运到现在运行良好,产生了巨大的经济与环保效益。图1所示为基于HVDCLight的海上风电场轻型直流输电集中并网控制方式方案。在海上风电场上,风力发电机发出的电能经交流母线汇总后,有功功率和无功功率由海上换流站整流后,通过海底电缆将功率送上岸,经岸上换流站逆变后,将有功功率和无功功率并入主电网。目前,为了更好利用风能,永磁直驱风力发电机开始被人们所接受。永磁直驱风力发电机采用不控整流+斩波升压的方式捕捉低速下的风能,并通过逆变器并网。采用HVDCLight的海上风电场,可以对永磁直驱风力发电机采用直流母线分散并网的方式,避免逆变器和其他一些交流并网带来的问题(诸如同步等)。图2所示为永磁直驱风力发电机直流母线分散并网示意图,永磁直驱风力发电机组经直流斩波升压后,在直流母线汇流,经海底电缆传输至岸上主电网。一般对于海上风电场而言,没有现成的公用网,直流母线并网在经济上同样具有吸引力。但是,该方案会面临新的技术难点:高电压大功率直流升压变换器的设计与控制。在文中,一种基于三电平的直流升压变换器概念被首先提出,双梯形波补偿控制新方法也被用于实现在三电平下的电流峰值控制,成功解决了以下问题:1)单个IGBT/IGCT耐压等级不够例如,应用要求一般为10kV,而多数IGBT/IGCT管子耐压等级很低);2)升压电抗器的磁饱和问题和升压电抗器损耗过大;3)大电流出现突变的系统安全性问题。1直压变换器的三辆平均机械结构1.1基于与社区所作的三电平直流变换器为了降低直流变换器的电压应力,文献在借鉴三电平逆变器的基础上,提出三电平的直流变换器模型。MichaelT.Zhang等人又提出了基于Boost电路的三电平直流变换器,如图3所示。其中,Vin是输入电压;Lf为升压电感;Cf1和Cf2是平波电容;D1和D2是二极管;Q1和Q2是功率开关;RLd是负载电阻。选取Cf1=Cf2,使中点的钳位电压为Vo/2,就能让每个功率开关承受的电压仅为Vo/2。1.2输出电压恒压与移相角的关系对于如图3的Boost电路,若采用传统的开关控制策略,则只相当于2个功率开关简单串联。在文献中提出了三电平直流变换器的移相控制策略,并进行了分析。在此,就针对三电平Boost电路,简述其工作在CCM模式下的移相控制策略。所谓移相控制就是上下两管的导通或者关断在相位上互差180°。根据占空比,可以将移相控制分为2个区域,即D≤0.5、D>0.5。1)在D>0.5时,升压电感的正向电压为Vin,其反向电压由原来的Vo-Vin变成了Vo/2,开关与电感电流波形如图4(a)所示。在t0时刻开始一个开关周期。此时,开关S1导通,两开关均处于导通状态。电感开始充电,上升斜率与两电平Boost电路相同,为Vo/Lf。到t1时刻,开关S2关断,迫使电感电流从Cf2和D2中流过,其值开始下降,斜率为(Vo/2-Vin)。到t2时刻,其中t2=t0+Ts/2,Ts为开关周期,电感又开始进入充电状态,直到t3时刻开关S1关断。这段时间与[t0,t1]相同。在t3时刻开关S1关断,电感电流将流过D1,Cf1和S2,其值下降,斜率为(Vo/2-Vin)/Lf,直到t4时刻完成一个周期。因为Cf1和Cf2充放电的时间相同,其值也相等,故从理论上将它们的电压相平衡。2)在D≤0.5时,电抗器正向电压为Vin-Vo/2,反向电压为Vo-Vin,开关和电感电流波形如图4(b)所示,分析类似于D>0.5。设开关S1的占空比为D1,开关S2的占空比为D2,由上述分析,可以推导出输入电压与输出电压的关系式:一般地,D=D1=D2,D为两电平Boost开关占空比,得由此证明移相控制不会影响变换器的直流增益。由上述分析,得在输出电压恒定条件下的电感电流脉动值与移相角的关系,如图5所示。其中,a=0相对于两电平变换器,α=180°即为移相180°的控制策略,故采用移相180°的控制策略可以减小电感电流的脉动值。1.3电平变换器运行失败从上述分析可知,使三电平直流变换器正常工作,其电容Cf1和Cf2上的电压要保持基本相等。但在实际运行中,为了使变换器有良好的性能,一般采用闭环控制,其外环为电压环,反馈量为输出电压。但经实践证明,变换器运行中会造成两电容电压不平衡,最终导致输出电压全部加在Cf1上,而Cf2为0,造成三电平变换器运行失败。为了解决电容均压问题,文献提出了一种针对电容的交错控制策略,如图6所示,将电压环的反馈量定义为两电容上的电压,与电容电压指令值,即输出电压的一半作比较,其差值经过校正后,产生PWM波交错控制功率开关,即用Cf1反馈而产生PWM波控制开关S2的导通,反之亦然。2电流峰值控制方法在DC-DC变换器中,一般控制功率开关占空比的PWM信号是由调制信号与锯齿波信号比较获得的,而在电流峰值控制方法(CurrentPeakMode,CPM)中,用电抗器上的电流波形替代普通PWM调制电路中的载波信号,与调制信号进行比较,以获得PWM调制信号。电流峰值控制具有限流保护功能,提高了系统的可靠性,适用于大功率场合。2.1ts的开关特性两电平直流变换器的CPM原理如图7所示,其指令信号为锯齿波,其中,ic为指令电流;ma为锯齿波斜率;iL(t)为电感上的电流,<iL(t)>是它的开关平均值;m1和m2分别表示电感电流上升与下降的斜率;Ts是一个开关周期;d表示1个周期内的占空比。使用锯齿波补偿的方法保证变换器在全占空比范围内是稳定的,具体分析可参看文献。对于Boost变换器,文献采用开关平均网络模型法建立电流峰值控制的内环动态模型,如图8所示,其中参数据此,易得电流控制输出的传递函数:是输入电压和输出电压的扰动量是电容和电感上的电流扰动量是占空比的扰动量。2.2种双梯形波补偿方法在三电平直流升压变换器中,锯齿波的补偿方法是明显行不通的。这主要是因为,在三电平直流升压变换器的一个开关周期内,电感电流的波动(电流先上升后下降)次数是2次,而在传统的两电平直流升压变换器中,次数仅为1次。由上述分析可知,锯齿波补偿法显然无法有效控制电感电流在一个开关周期内的2次波动,其结构最终会导致电感电流完全失控。本文中,一种新型的双梯形波补偿方法被提出,取代锯齿波补偿法,运用在三电平直流升压变换器当中。该方法是从锯齿波补偿法中发展而来,可以有效地解决锯齿波无法实现三电平直流升压变换器中2个开关管分别错开导通和关断的问题。其核心特点是:1)采用2列相位差180°的信号波分别控制2个开关;2)采用梯形波,使得前(后)半周期有效控制电流,后(前)半周期不对电流施加实际影响;3)2个开关管交错控制,保证2列信号保持一致,无偏差。此方法的详细描述和实际效果将在下文的仿真环节中结合波形图详细给出。3双梯形波补偿法的实现采用Matlab7.5中的Simulink建立电压外环、电流内环的双闭环控制的三电平Boost变换器,其中电压外环采用PI调节器,内环为CPM控制。图9为该变换器的Simulink模型,图10为其控制器的Simulink模型。算法为ode23tb,仿真时间为2s,输入电压为1.25kV,输出为10kV。考虑到控制风力发电机的实际需要,输入电压在1.5s处施加一个电压突变;考虑到大功率IGBT/IGCT的实际开关能力,开关频率设定为1kHz。其输出直流电压如图11所示。变换器启动平稳,无明显超调,对输入电压突变具有良好的抗干扰能力。图12为变换器稳态时输出电压纹波;图13为双梯形波的电流峰值控制,其中,图13(a)是电感电流与梯形波比较并产生作用于S1的PWM波,图13(b)是电感电流与梯形波比较并产生作用于S2的PWM波。图14给出开关S1上电压波形,其峰值仅为输出电压的一般,证明三电平技术有效的降低了功率管的电压应力。图15是两电容电压的对比图,表明两电容电压基本一致。图14给出了双梯形波补偿法的具体形态。以图14(a)为例详细说明,对于开关,其控制信号将保证在前半周期内无动作,始终保持开通状态,在后半周期内,其效果可等效于两电平直流升压变换器当中的锯齿波补偿方法。仿真结果证明,这种方法完全有效地控制了升压电抗器上的电流变化,既可以保证电流峰值控制的实施,又完成了三电平直流升压变换器所要求的升压电抗器电流在一个开关周期内的波动次数