svpwm调制的sacom控制方案

svpwm调制的sacom控制方案

0功电流双环控制器大型通信设备将降低电网的能力，降低能源生产、传输和使用效率，并影响正常的负荷工作。静止同步补偿器(STATCOM)作为一种较理想的无功补偿设备,得到了越来越深入的研究和广泛的应用。STATCOM的控制方案可分为间接电流控制和直接电流控制2种。间接电流控制通过控制逆变器的电压相位,达到控制输出无功电流的目的,其直流侧电压根据无功的需求自动调节。间接电流控制的开关器件的工作频率较低,但由于无功变化依赖于直流电压变化,所以系统响应速度较慢,适合于大容量场合。通过多重化等方法可以提高逆变器输出电压的质量,从而减少输出电流的谐波大小。直接电流控制方法引入了输出电流的反馈控制回路,使得STATCOM的输出电流能够实时跟随指令电流的变化。因此其动态响应速度快,输出电流谐波小,但开关频率较高,适合中小容量STATCOM。文献[7鄄8]建立了STATCOM电流控制的数学模型,并且讨论了控制器设计等问题。而文献[9鄄11]讨论了利用现场可编程逻辑门阵列(FPGA)实现电力电子应用相关的控制器设计。现应用直接电流控制原理,采用STATCOM的无功、有功电流解耦控制方法,分析了电压电流双环控制器的简化设计方法。通过使用空间矢量脉宽调制(SVPWM)技术提高直流电压利用率,并降低输出电流的谐波畸变率。因此,该方法具有动态响应速度快、调制深度高、开关损耗低、输出电流谐波畸变小等优点。仿真和实验结果显示,系统的动、静态性能良好。1控制电流到电压转移的控制图1是基于SVPWM的STATCOM直接电流控制原理图。控制器采用同步旋转坐标变换理论和锁相环(PLL)检测负载电流iLabc中的无功分量iqref;同时将补偿电流iabc从abc坐标系分解到dq坐标系,得到iabc中无功分量的瞬时值iq和有功分量的瞬时值ip。然后,利用PI控制器实现电流空间矢量(id,iq)到电压空间矢量(ud,uq)的转换。最后,输出空间电压矢量脉宽调制技术产生的PWM驱动信号。另外,STATCOM输出电流iabc同样通过同步旋转坐标变换从abc坐标系变换到dq坐标系下。基波无功分量在dq坐标系下是q轴的直流量,通过低通滤波器可滤除谐波分量得到iqref。直流电压通过电压外环耦合到d轴分量,因此可通过控制STATCOM吸收或输出有功电流达到控制直流电压的目的。电流dq分量通过PI调节器调整到电压平面,并通过脉宽调制技术输出PWM脉冲,则控制电压源逆变器(VSI)3组桥臂开关管的导通与关断及其作用时间,就可改变电压源逆变器的输出电压uCabc。此时,连接电抗XL上的电压为假设系统电压uSabc稳定,因此控制VSI输出电压uCabc的大小和相位,就可以控制XL上的电压,从而达到控制STATCOM输出电流的目的。2电流控制采用spwm技术由于STATCOM主电路包含PWM逆变器,难以对该非线性电路进行准确的数学描述。文献研究了其频率响应特性并建立了简化模型。现采用该模型并忽略电源电压和负载电流影响,根据图1建立STATCOM电流内环在s域的控制系统如图2所示。图中τc1、τc2分别是模数转换通道对负载电流和STATCOM输出电流采样的转换延迟时间常数;kc1、kc2是两通道的电流传感器变比;L、R分别是STATCOM交流侧连接电抗器的电感和电阻值;kcp是PI调节器的比例系数,kci是PI调节器的积分系数;τVSI是逆变器模块的输出延迟时间常数,通常近似取一次开关时间的一半;kVSI是逆变器模块输出电压的增益。如果采用SPWM技术,kVSI=udc/2;如果采用SVPWM技术,则。很显然,SVPWM技术可以得到更高的直流电压利用率。由前面的分析知:当系统稳态时无功电流在dq平面的分量是恒定的,低通滤波器LPF输出的无功给定也是不变的。假设负载电流和STATCOM输出电流采样的AD通道参数相同,则有τc1=τc2=τc及kc1=kc2=kc,则图2(a)的系统就可以简化为图2(b)。该简化系统的开环传递函数可以表示为通常,VSI模块的输出延迟τVSI和AD采样的转换延迟τc都较小,因此可合并为一个延时单元τ,即τ=τVSI+τc。同时,令kpi=kcp/kci、kRL=R/L可得:为降低设计的复杂度,采用零极点抵消方法降低闭环传递函数的阶次。令kpi=kRL,得电流控制内环的二阶简化系统为,其中k=kcpkVSIkc/L。因此,简化的电流控制内环的闭环传递函数为式中,ωn是系统无阻尼自然振荡角频率,ξ是阻尼比。由式(4)知k=1/(4ξ2τ),因此可计算PI控制器的参数为对于该二阶系统,系统的稳态误差为0,选择ξ=0.707计算PI控制器的参数kcp及kci,则可以使系统具有最优的阶跃响应特性。3s域的控制器电压调节器的性能由诸多因素决定。考虑STATCOM直流侧的放电电阻Rdc,则直流电容上的充放电行为可描述为其中,τc=RdcCdc。但实际系统中通常有τc垌1,因此直流侧模型可以近似为一个理想的积分环节,即uc(s)/ic(s)=1/(Cdcs),其积分系数为1/Cdc。根据系统结构图1建立STATCOM电压外环在s域的控制系统如图3(a)所示,其中τcv、kcv是AD对直流电压采样的模数转换延迟和传感器变比;kvp是电压PI调节器的比例系数,kvi是PI调节器的积分系数。由于电压采样、电流控制器和VSI模块的延迟通常都比整个电压环路的延迟小得多,因此,在电压外环控制中三者可以简化为一阶模型:。其中,kv=kVSIkcvkcp,τv=τcvτVSI。则图3(a)的直流电压控制系统可简化为图3(b)。其开环传递函数为从而可以得到系统的闭环传递函数为故系统的特征方程为根据劳斯判据可得系统能稳定运行的参数范围为根据式(10)并综合稳定性、动态性能等要求,就可以选择合适的电压控制环路PI控制器的参数。4svpwm控制器参数为验证基于SVPWM的电压电流双环控制策略的系统性能,利用Simulink建立系统并进行了仿真研究,同时研制了实验样机并完成了动态无功补偿的实验。仿真和实验系统的主要参数如下:三相系统电压有效值/频率为300V/50Hz;交流连接电抗/电阻为350μH/0.01Ω;直流侧额定电压/电容为1000V/35mF;功率模块为SKiiP240GB172。根据第2节的讨论计算电流控制器的参数。其中,开关频率3.3kHz,延时取开关周期的一半,τVSI=0.000152s,AD采用频率40kHz,τc=0.000025s,因此τ=0.000177s;kRL=28.5;采用SVPWM调制方式,则kVSI=577.4;另外,电流传感器变比为500∶1,因此kc=0.002。选择阻尼比ξ=0.707,则k=2833.7。再由式(5)可计算出kcp=0.859,kci=24.5。根据第3节的讨论计算电压控制器的参数。其中,τv=τ=0.000177s;电压传感器变比为1500∶1,则kcv=0.000667,kv=0.33。因此,由式(10)可得kvp<6.19,考虑kvi的稳定取值范围,取kvp=0.25,从而有kvi<0.456,取kvi=0.25。选取以上控制器参数并根据图2在Simulink建立仿真系统。图4是无功给定从滞后250A突变到超前500A时输出电流的瞬态仿真波形。图5记录了启动过程直流电压的仿真波形。直流电压初始值设定为线电压峰值。可以看出,直流电压控制器在启动过程中的1.5s内将电容升压并稳定到给定值1000V,超调量低于10%。实验样机控制器用FPGA芯片EP1C12Q240C8。基于SVPWM的电压电流双环控制的全部控制策略用VerilogHDL语言描述,利用QuartusⅡ软件分析、综合,并布线实现。控制器的逻辑单元资源占用率约为57%,整个系统的工作频率为30MHz。图6是SVPWM控制器的实验波形。当三相负载与电容中点连接时,负载电流呈现马鞍型波形,与理论分析的结果一致。图7记录了系统启动时的直流电压波形。初始时,控制器不工作,逆变器通过反并二极管工作在三相不控整流模式,直流电压充电到交流线电压峰值。控制器工作后,直流电压调节器工作在升压模式,直流电压迅速上升,经过约1s的调整时间后稳定在给定值。最后,STATCOM系统开始正常工作,直流电压稳定不变。图8是系统的稳态实验波形。此时输出电流畸变率小于1.7%。图9是无功电流从超前300A突变到滞后300A