基于uc3845的正激式充电电路的设计

基于uc3845的正激式充电电路的设计

0室颤及电除颤心脏猝死（scd）是心血管疾病的主要死亡原因，占心血管疾病死亡率的50%以上。造成SCD的原因大部分是在各类心血管病变基础上发生的一时性功能障碍和电生理改变,并引起恶性室性心律失常如室性心动过速(VentricularTachycardia-VT简称室速)心室纤维颤动(VentricularFibrillation-VF,简称室颤)等。研究表明,一旦发生室颤每延宕一分钟,除颤成功率将下降10%,室颤发生10分钟之后,除颤成功率几乎为零。在这样的情况下,最快速的方法是使用除颤器对病人进行电除颤。然而,要将体外除颤器运用在如此紧急的情况下,设计的除颤器必须在保证电路设计的电路性能稳定和可靠的情况下,首要的尽可能的在短时间(<10s)内充到1000V以上的高压,这样才能用于电击除颤。反激式电路的运用该变了传统正激电路低效和充电慢的特点,其在除颤器中的运用很好的满足了要求。1反激式充电电路反激式充电电路结构简单,如图1所示。属于非线性电路,工作原理较正激式电路复杂,不需非常高匝数比就能在短时间内充到一千伏以上的高压,其优点正激式电路无法比拟的。利用PWM控制器对开关管M1周期控制,即正向打开开关管M1时候,变压器初级电流自上而下流通,而次级电路由于二级管VD的存在,电流无法反向流通,能量无法释放出来,就储存于线圈中,当PWM控制关断M1时候,储存在次级电感中的能量由于电磁感应的作用,释放出来,对电容进行充电,这便是反激式充电电路工作原理。而正激式电路就是上述图1基础上,则是同名端朝一个方向。其电路特点:每次充电时候电压按照比例线性上升。由于这种线性性导致电路充电时间比较慢,其充电效率无法和反激式电路相似。2电流输出过快时电路面为零情况如图1和2所示:整个充电过程经历连续,临界,不连续三个工作状态,这个过程不同与开关电源的设计不同。阶段1:当开关管打开时,充电电压加在初级电感上(此时次级电路受整流电路的影响处于关断状态),使得初级Np上面的电压达到最大值Ipmax:Ipmax=UpLp⋅Ton(1)Ιpmax=UpLp⋅Τon(1)式中Up—电池电压,Lp—初级电感,Ton—开关管的导通时间。Ismax=Ipmax⋅NpNs(2)Ιsmax=Ιpmax⋅ΝpΝs(2)式中Ismax—次级电流最大值,Np—初级电感匝数,Ns—次级电感匝数。当开关管关闭的时候,次级线圈的电流is从Ismax开始下降,由于一开始电容上面的电压Vo比较低,在Toff的时间段内没有降至零,这样初级线圈的能量没有完全传递过来,但是Toff一结束开关管马上打开,因此电流处于连续状态,整个过程如图3所示。说明在此过程中能量虽然没有完全传递,但是初始电压低,电流连续,所以充电的速度相对快阶段2:随Vo输出的增加,在Toff的时间Ismax内正好降至零,电路正好处于临界状态。此时电路正好存在临界点Vca,如图4所示。阶段3:随Vo不断增加,在不到Toff的时间Ismax已经将达到零了,电路处于不连续的状态,如图5所示,在此过程中能量虽然完全传递,其传输效率高,但电容上已经充电压,在相同的时间充相同能量,电压上升速度会越来越慢(电容储能与电压平方成比例)。3变压器初级-线圈的确定体外除颤器的放电电压一般要高达1000V以上,并且充电时间要求小于10s以内。根据设计体外除颤器的要求,在双向指数波放电的电路中除颤器需要的放电能量为100J(相当于单向波200J放电能量),根据实验中采用120μf大于电容,以及公式Q=12CU2Q=12CU2便可以计算出需要充电的电压近似为1300V,考虑到能量的损耗,实际充电电压要求到1350V左右。当然也不能过充,可以选择合适的分压比,分出2.5V的电压反馈到UC3845的2引脚,来关断电路,如图6所示,这样就能有效防止电压过充。由于充电时间<10s,在这样高速充电中,需要选择合适的临界点Vca,使连续和不连续的状态达到合理比例,这样就能达到设计要求。下面来计算变压器的初级砸数:根据临界情况下的,如图5上所示⎧⎩⎨⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪Ipmax=UpLp⋅TonIpmax⋅Np=Ismax⋅NsIsmax=VcaLs⋅ToffLpLs=Np2Ns2(2){Ιpmax=UpLp⋅ΤonΙpmax⋅Νp=Ιsmax⋅ΝsΙsmax=VcaLs⋅ΤoffLpLs=Νp2Νs2(2)这样化简得Vca=TonToff⋅LpLS⋅Up(3)Vca=ΤonΤoff⋅LpLS⋅Up(3)对于上述公式,Ton和Toff是由UC3845内部参数决定的,选定RT=12KΩ,CT=1500pF,此时f=1.72/RC=96khz,输出的PWM信号频率正好是一半,为48KHz,由最大占空比为47%,则Ton=9.8us,Toff=11.0us,因此可知Ton:Toff=0.89。在上图2中{U8−U3R4=U3−USR5(IR5≪IR)Us=Ipmax⋅R(4){U8-U3R4=U3-USR5(ΙR5≪ΙR)Us=Ιpmax⋅R(4)其中U8,U3分别表示UC3845的8和3引脚的输出电压值,当初级电流到Ipmax的时候,U8和U3的电压值分别为5V和1V,R4=1.52K,R5=0.21K这样便可以计算出Ipmax约为8.95A。由公式(1)可以计算出初级电感Lp为15.3μH。对于变压器选定了EI28型磁芯,磁芯截面积Sm为85mm2,饱和磁通密度Bm高于3000GS。由经验定空气隙的厚度约为Ig=0.3mm×2=0.6mm。根据公式(6)Al≈0.4*π*Sm/Ig(Ig≪Sm−−−√)(6)Al≈0.4*π*Sm/Ιg(Ιg≪Sm)(6)可得电感系数Al约为178nH/T2。再由Lp=Al·Np2,便得到初级匝数Np为9匝。再确定次级线圈,由公式(3)看出,必须还得知道Vca,而考虑到充电速度(<10s)的问题,选取临界点Vca的值应该取相对较小,根据多次实验和经验取Vca150V左右,这样由公式(3),求得次级线圈匝数Ns为108匝。此时IRF250上面的最大承受电压为:Vp=VoNs⋅Np+UpVp=VoΝs⋅Νp+Up,得到Vp=127V,小于200V的标称耐压符合电路设计要求。4快速充电f根据上述的设计要求,实现了高速的充电要求,多次实验测试结果在5.8s左右电容上的电压可以达到1350V,完全符合设计要求。如果充电电容的容值较大,其远远大于120μf时,其充电时间也要相应的成比例上升,如果在这样的情况下,还需要使其充电时间(〈10s)时,需要该变临界点Vca,同时相应降低变压器的次级砸数,这样仍然可以达到快速充电的目的。总之,将反激式充电电路运用于