第3章-整流电路2课件

1第3章整流电路

3.1单相可控整流电路

3.2三相可控整流电路

3.3变压器漏感对整流电路的影响

3.4电容滤波的不可控整流电路

3.5整流电路的谐波和功率因数

3.6大功率可控整流电路

3.7整流电路的有源逆变工作状态

3.8

整流电路相位控制的实现1第3章整流电路323.5整流电路的谐波和功率因数·引言随着电力电子技术的发展，其应用日益广泛，由此带来的谐波(harmonics)和无功(reactivepower)问题日益严重，引起了关注。无功的危害：导致设备容量增加。使设备和线路的损耗增加。线路压降增大，冲击性负载使电压剧烈波动。谐波的危害：降低设备的效率。影响用电设备的正常工作。引起电网局部的谐振，使谐波放大，加剧危害。导致继电保护和自动装置的误动作。对通信系统造成干扰。23.5整流电路的谐波和功率因31）谐波

◆正弦波电压可表示为

式中U为电压有效值；

u为初相角；

为角频率，

=2

f=2

/T；f为频率；T为周期。◆非正弦电压u(

t)分解为如下形式的傅里叶级数

3.5.1谐波和无功功率分析基础式中n=1,2,3…(3-54)(3-55)31）谐波3.5.1谐波和无功43.5.1谐波和无功功率分析基础◆基波（fundamental）：频率与工频相同的分量。

谐波：频率为基波频率大于1整数倍的分量。

谐波次数：谐波频率和基波频率的整数比。

◆n次谐波电流含有率以HRIn（HarmonicRatioforIn）表示◆电流谐波总畸变率THDi（TotalHarmonicdistortion）分别定义为（Ih为总谐波电流有效值）(3-57)(3-58)43.5.1谐波和无功功率分析53.5.1

谐波和无功功率分析基础2）功率因数正弦电路中的情况（3-59）视在功率为电压、电流有效值的乘积，即S=UI

（3-60）无功功率定义为：Q=UIsinj

（3-61）功率因数l定义为有功功率P和视在功率S的比值：（3-62）

此时无功功率Q与有功功率P、视在功率S之间有如下关系：（3-63）功率因数是由电压和电流的相位差j决定的：l=cosj（2-64）53.5.1谐波和无功功率分63.5.1

谐波和无功功率分析基础非正弦电路中的情况不考虑电压畸变，研究电压为正弦波、电流为非正弦波的情况有很大的实际意义。非正弦电路的有功功率：P=UI1

cosj1

（3-65）功率因数为：（3-66）

基波因数——

=I1/I，即基波电流有效值和总电流有效值之比位移因数（基波功率因数）——cosj1功率因数由基波电流相移和电流波形畸变这两个因素共同决定的。63.5.1谐波和无功功率分73.5.1

谐波和无功功率分析基础非正弦电路的无功功率定义很多，但尚无被广泛接受的科学而权威的定义。一种简单的定义是仿照式（3-63）给出的：（3-67）无功功率Q反映了能量的流动和交换，目前被较广泛的接受。也可仿照式（3-61）定义无功功率，为和式（3-67）区别，采用符号Qf，忽略电压中的谐波时有：Qf=UI1

sinj

1(3-68）在非正弦情况下，，因此引入畸变功率D，使得：（3-69）Qf为由基波电流所产生的无功功率，D是谐波电流产生的无功功率。73.5.1谐波和无功功率分83.6

大功率可控整流电路3.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路3.6.2多重化整流电路83.6大功率可控整流电93.6

大功率可控整流电路·引言带平衡电抗器的双反星形可控整流电路的特点：适用于低电压、大电流的场合。多重化整流电路的特点：在采用相同器件时可达到更大的功率。可减少交流侧输入电流的谐波或提高功率因数，从而减小对供电电网的干扰。93.6大功率可控整流电103.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路电路结构的特点图3-35

带平衡电抗器的双反星形可控整流电路二次侧为两组匝数相同极性相反的绕阻，分别接成两组三相半波电路。二次侧两绕组的极性相反可消除铁芯的直流磁化。平衡电抗器是为保证两组三相半波整流电路能同时导电。与三相桥式电路相比，双反星形电路的输出电流可大一倍。103.6.1带平衡电抗器的双反113.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路接平衡电抗器的原因：两组整流电压平均值相等，但瞬时值不等。保证两组三相半波整流电路能同时导电,电流平均分配。twwtud1uaubuciaud2ia'uc'ua'ub'uc'OwtOOwtOId12Id16Id12Id16113.6.1带平衡电抗器的双反123.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路平衡电抗器使得两组三相半波整流电路同时导电的原理分析：图3-37

平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形

upud1,ud2OO60°360°

t1

ttb)uaubucuc'ua'ub'ub'

时，ub′>ua，VT6导通，此电流在流经LP时，LP上要感应一电动势up，其方向是要阻止电流增大:123.6.1带平衡电抗器的双反133.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路（3-97）（3-98）图3-38

平衡电抗器作用下两个晶闸管同时导电的情况虽然，但由于Lp的平衡作用，使得晶闸管VT6和VT1同时导通。133.6.1带平衡电抗器的双反143.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路原理分析(续)：图3-37

平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形时间推迟至ub′与ua的交点时，

ub′=ua

，。之后ub′<ua

，则流经ub′相的电流要减小，但Lp有阻止此电流减小的作用，up的极性反向，Lp仍起平衡的作用，使VT6继续导电。

直到uc′>ub′

，电流才从VT6换至VT2。此时VT1、VT2同时导电。每一组中的每一个晶闸管仍按三相半波的导电规律而各轮流导电。

upud1,ud2OO60°360°

t1

tta)uaubucuc'ua'ub'ub'143.6.1带平衡电抗器的双反153.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路由上述分析可得：图3-37

平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形平衡电抗器中点作为整流电压输出的负端:。（3-98）谐波分析分析详见P78。ud中的谐波分量比直流分量要小得多，且最低次谐波为六次谐波。直流平均电压为：u,u

upd1d2OO60°360°

t1

ttb)a)uaubucuc'ua'ub'ub'153.6.1带平衡电抗器的双反163.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路

=30

、

=60

和

=90

时输出电压的波形分析图3-39当

=30

、60、90时，双反星形电路的输出电压波形

分析输出波形时，可先求出ud1和ud2波形，然后根据式（3-98）做出波形(ud1+ud2)/2。输出电压波形与三相半波电路比较，脉动频率加大一倍，f=300Hz。电感负载情况下，移相范围是90

。电阻负载情况下，移相范围为120

。。90=a。60=a。30=audududwtOwtOwtOuaubucuc'ua'ub'ubucuc'ua'ub'ubucuc'ua'ub'163.6.1带平衡电抗器的双反173.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路整流电压平均值与三相半波整流电路相等，为:

Ud=1.17U2cos

将双反星形电路与三相桥式电路进行比较可得出以下结论：三相桥为两组三相半波串联，而双反星形为两组三相半波并联，且后者需用平衡电抗器。当U2相等时，双反星形的Ud是三相桥的1/2，而Id是三相半波电路的2倍。两种电路中，晶闸管的导通及触发脉冲的分配关系一样，ud和id的波形形状一样。173.6.1带平衡电抗器的双反183.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路双反星形电路中如不接平衡电抗器，即成为六相半波整流电路：只能有一个晶闸管导电，其余五管均阻断，每管最大导通角为60o，平均电流为Id/6。当α=0o

时，Ud为1.35U2，比三相半波时的1.17U2略大些。因晶闸管导电时间短，变压器利用率低，极少采用。平衡电抗器的作用：使得两组三相半波整流电路同时导电。183.6.1带平衡电抗器的双反193.6.2

多重化整流电路概述：

整流装置功率进一步加大时，所产生的谐波、无功功率等对电网的干扰也随之加大，为减轻干扰，可采用多重化整流电路。原理：

按照一定的规律将两个或更多的相同结构的整流电路进行组合得到。193.6.2多重化整流203.6.2

多重化整流电路1)移相多重联结图3-40

并联多重联结的12脉波整流电路有并联多重联结和串联多重联结。可减少输入电流谐波，减小输出电压中的谐波并提高纹波频率，因而可减小平波电抗器。使用平衡电抗器来平衡2组整流器的电流。2个三相桥并联而成的12脉波整流电路。203.6.2多重化整流213.6.2

多重化整流电路移相30

构成的串联2重联结电路图3-41

移相30

串联2重联结电路

图3-42

移相30

串联2重联结电路电流波形整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形接法构成相位相差30

、大小相等的两组电压。该电路为12脉波整流电路。星形三角形0a)b)c)d)ia1Id180°360°ia2iab2'iAIdiab2wtwtwtwt000Id2333Id33IdId323(1+)Id323(1+)Id33Id13213.6.2多重化整流223.6.2

多重化整流电路利用变压器二次绕阻接法的不同，互相错开20

，可将三组桥构成串联3重联结电路：整流变压器采用星形三角形组合无法移相20

，需采用曲折接法。整流电压ud在每个电源周期内脉动18次，故此电路为18脉波整流电路。交流侧输入电流谐波更少，为18k±1次（k=1,2,3…），ud的脉动也更小。输入位移因数和功率因数分别为：cosj1=cosa

=0.9949cosa223.6.2多重化整流233.6.2

多重化整流电路将整流变压器的二次绕组移相15

，可构成串联4重联结电路：

为24脉波整流电路。其交流侧输入电流谐波次为24k±1，k=1，2，3…。输入位移因数功率因数分别为：cosj1=cosa

=0.9971cosa采用多重联结的方法并不能提高位移因数，但可使输入电流谐波大幅减小，从而也可以在一定程度上提高功率因数。233.6.2多重化整流243.6.2

多重化整流电路2)多重联结电路的顺序控制只对一个桥的

角进行控制，其余各桥的工作状态则根据需要输出的整流电压而定。

或者不工作而使该桥输出直流电压为零。或者

=0而使该桥输出电压最大。根据所需总直流输出电压从低到高的变化，按顺序依次对各桥进行控制，因而被称为顺序控制。不能降低输入电流谐波，但是总功率因数可以提高。我国电气机车的整流器大多为这种方式。243.6.2多重化整流253.7

整流电路的有源逆变工作状态3.7.1逆变的概念3.7.2三相桥整流电路的有源逆变工作状态3.7.3逆变失败与最小逆变角的限制253.7整流电路的有源逆变263.7.1

逆变的概念1)什么是逆变？为什么要逆变？逆变（Invertion）——把直流电转变成交流电，整流的逆过程。逆变电路——把直流电逆变成交流电的电路。有源逆变电路——交流侧和电网连结。

应用：交流绕线转子异步电动机串级调速、可再生能源发电以及高压直流输电等。无源逆变电路——变流电路的交流侧不与电网联接，而直接接到负载。对于可控整流电路，满足一定条件就可工作于有源逆变，其电路形式未变，只是电路工作条件转变。既工作在整流状态又工作在逆变状态，称为变流电路。263.7.1逆变的概念1273.7.1

逆变的概念2)直流发电机—电动机系统电能的流转图3-44直流发电机—电动机之间电能的流转a）两电动势同极性EG

>EM

b）两电动势同极性EM>EG

c）两电动势反极性，形成短路电路过程分析。两个电动势同极性相接时，电流总是从电动势高的流向低的，回路电阻小，可在两个电动势间交换很大的功率。273.7.1逆变的概念2283.7.1

逆变的概念3)逆变产生的条件单相全波电路代替上述发电机图3-45

单相全波电路的整流和逆变交流电网输出电功率电动机输出电功率a)b)u10udu20u10aOOwtwtIdidUd>EMu10udu20u10OOwtwtIdidUd<EMaiVT1iVT2iVT2id=iVT+iVT12id=iVT+iVT12iVT1iVT2iVT1283.7.1逆变的概念3293.7.1

逆变的概念从上述分析中，可以归纳出产生逆变的条件有二：外部条件：有直流电动势，其极性和晶闸管导通方向一致，其值大于变流器直流侧平均电压。内部条件：晶闸管的控制角

>

/2，使Ud为负值。半控桥或有续流二极管的电路，因其整流电压ud不能出现负值，也不允许直流侧出现负极性的电动势，故不能实现有源逆变。欲实现有源逆变，只能采用全控电路。293.7.1逆变的概念从303.7.1

逆变的概念逆变和整流的区别：控制角

不同

0<

<p

/2时，电路工作在整流状态。

p

/2<

<

p时，电路工作在逆变状态。可沿用整流的办法来处理逆变时有关波形与参数计算等各项问题。把a>p/2时的控制角用p-

=b表示，b称为逆变角。逆变角b和控制角a的计量方向相反，其大小自b=0的起始点向左方计量。303.7.1逆变的概念逆313.7.2三相半波整流电路的有源逆变工作状态电动机电动势E的极性符合有源逆变的条件，晶闸管VT1、VT3、VT5的控制角α必须大于90°，即β＜90°，当｜E｜＞｜Ud｜时，电路可工作在有源逆变状态。313.7.2三相半波整流电路的323.7.2三相半波整流电路的有源逆变工作状态以β＝30°为例分析其工作过程。当β＝30°时，给VT1触发脉冲，此时U相电压UA＝0，但是整个电路中，VT1晶闸管承受正向电压E，满足晶闸管导通条件，VT1导通。+-323.7.2三相半波整流电路的333.7.2三相半波整流电路的有源逆变工作状态逆变时晶闸管两端电压波形的画法与整流时一样。在一个周期内导通120°，由波形可见，逆变时总是正面积大于负面积，当β=0°时正面积最大；而整流时晶闸管两端的电压波形总是负面积大于正面积；只有当β=α时，正负面积才相等。晶闸管可能承受的最大正反向电压也为。333.7.2三相半波整流电路的343.7.2三相半波整流电路的有源逆变工作状态变流器输出的直流电压为Ud=Udocosα=-Udocosβ=-1.17U2cosβ

输出直流电流平均值的计算公式为

式中R∑—回路的总电阻。

343.7.2三相半波整流电路的353.7.3三相桥整流电路的有源逆变工作状态右图为三相全控桥带电动机负载的电路，当α＜

90°时，电路工作在整流状态；当α＞

90°时，电路工作在逆变状态。晶闸管的控制过程与三相全控桥整流电路原理相同。

353.7.3三相桥整流电路的有363.7.3三相桥整流电路的有源逆变工作状态三相桥式电路工作于有源逆变状态，不同逆变角时的输出电压波形如图3-46所示。图3-46

三相桥式整流电路工作于有源逆变状态时的电压波形uabuacubcubaucaucbuabuacubcubaucaucbuabuacubcubaucaucbuabuacubcuaubucuaubucuaubucuaubu2udwtOwtOb=p4b=p3b=p6b=p4b=p3b=p6wt1wt3wt2363.7.3三相桥整流电路的有373.7.3三相桥整流电路的有源逆变工作状态有源逆变状态时各电量的计算：输出直流电流的平均值亦可用整流的公式，即（3-105）每个晶闸管导通2p/3，故流过晶闸管的电流有效值为：（3-106）373.7.3三相桥整流电路的383.7.2三相桥整流电路的有源逆变工作状态从交流电源送到直流侧负载的有功功率为：（3-107）当逆变工作时，由于EM为负值，故Pd一般为负值.（3-108）在三相桥式电路中，变压器二次侧线电流的有效值为：变压器副边容量为：S2=383.7.2三相桥整流电路的有393.7.3

逆变失败与最小逆变角的限制逆变失败（逆变颠覆）

逆变时，一旦换相失败，外接直流电源就会通过晶闸管电路短路，或使变流器的输出平均电压和直流电动势变成顺向串联，形成很大短路电流。393.7.3逆变失败与最小403.7.3

逆变失败与最小逆变角的限制触发电路工作不可靠，不能适时、准确地给各晶闸管分配脉冲，如脉冲丢失、脉冲延时等，致使晶闸管不能正常换相。晶闸管发生故障，该断时不断，或该通时不通。交流电源缺相或突然消失。换相的裕量角不足，引起换相失败。1)逆变失败的原因403.7.3逆变失败与最小413.7.3

逆变失败与最小逆变角的限制换相重叠角的影响：图3-47交流侧电抗对逆变换相过程的影响当b>g时，换相结束时，晶闸管能承受反压而关断。如果b<g时（从图3-47右下角的波形中可清楚地看到），该通的晶闸管（VT1）会关断，而应关断的晶闸管（VT3)不能关断，最终导致逆变失败。udOOidwtwtuaubucuaubpbgb<gagbb>giVT1iVTiVT3iVTiVT322413.7.3逆变失败与最小423.7.3

逆变失败与最小逆变角的限制2)确定最小逆变角bmin的依据逆变时允许采用的最小逆变角b应等于bmin=d+g+q′（3-109）d——晶闸管的关断时间tq折合的电角度g——

换相重叠角q′——安全裕量角tq大的可达200~300

s，折算到电角度约4

~5

。随直流平均电流和换相电抗的增加而增大。主要针对脉冲不对称程度（一般可达5

）。值约取为10

。423.7.3逆变失败与最小433.7.3

逆变失败与最小逆变角的限制g——

换相重叠角的确定：查阅有关手册

整流电压整流电流变压器容量短路电压比Uk%g220V800A240kV。A5%15

~20°参照整流时g的计算方法（3-110）（3-111）根据逆变工作时，并设，上式可改写成这样，bmin一般取30

~35

。433.7.3逆变失败与最小443.8整流电路相位控制的实现3.8.1同步信号为锯齿波的触发电路3.8.2集成触发器3.8.3触发电路的定相443.8整流电路相位控制453.8整流电路相位控制的实现：引言相位控制：晶闸管可控整流电路，通过控制触发角a的大小，即控制触发脉冲起始相位来控制输出电压大小。相控电路的驱动控制为保证相控电路正常工作，很重要的是应保证按触发角a的大小在正确的时刻向电路中的晶闸管施加有效的触发脉冲。大、中功率的变流器广泛应用的是晶体管触发电路，其中以同步信号为锯齿波的触发电路应用最多。453.8整流电路相位控制的实现46同步信号为锯齿波的触发电路结构电网电压同步环节锯齿波形成脉冲形成双窄脉冲放大控制信号3.8.1同步信号为锯齿波的触发电路46同步信号为锯齿波的触发电路结473.8.1

同步信号为锯齿波的触发电路输出可为双窄脉冲（适用于有两个晶闸管同时导通的电路），也可为单窄脉冲。三个基本环节：脉冲的形成与放大、锯齿波的形成和脉冲移相、同步环节。此外，还有强触发和双窄脉冲形成环节。图3-50同步信号为锯齿波的触发电路473.8.1同步信号为锯齿483.8.1

同步信号为锯齿波的触发电路1)脉冲形成环节V4、V5—脉冲形成V7、V8—脉冲放大控制电压uco加在V4基极上脉冲前沿由V4导通时刻确定，脉冲宽度与反向充电回路时间常数R11C3有关。电路的触发脉冲由脉冲变压器TP二次侧输出，其一次绕组接在V8集电极电路中。483.8.1同步信号为锯齿493.8.1

同步信号为锯齿波的触发电路锯齿波电压形成采用恒流源电路。恒流源电路方案，由V1、V2、V3和C2等元件组成

V1、VS、RP2和R3为一恒流源电路图3-50

同步信号为锯齿波的触发电路2)锯齿波的形成和脉冲移相环节493.8.1同步信号为锯齿503.8.1同步信号为锯齿波的触发电路■锯齿波的形成和脉冲移相环节

◆锯齿波电压形成的方案较多，如采用自举式电路、恒流源电路等，本电路采用恒流源电路。

◆恒流源电路方案由V1、V2、V3和C2等元件组成，其中V1、VS、RP2和R3为一恒流源电路图3-50同步信号为锯齿波的触发电路503.8.1同步信号为锯齿波513.8.1同步信号为锯齿波的触发电路◆锯齿波是由开关V2管来控制的

☞V2开关的频率就是锯齿波的频率——由同步变压器所接的交流电压决定。

☞V2由导通变截止期间产生锯齿波——锯齿波起点基本就是同步电压由正变负的过零点。

☞V2截止状态持续的时间就是锯齿波的宽度——取决于充电时间常数R1C1。图3-50同步信号为锯齿波的触发电路513.8.1同步信号为锯齿波523.8.1

同步信号为锯齿波的触发电路3)同步环节同步——要求触发脉冲的频率与主电路电源的频率相同且相位关系确定。锯齿波是由开关V2管来控制的。V2开关的频率就是锯齿波的频率——由同步变压器所接的交流电压决定。V2由导通变截止期间产生锯齿波——锯齿波起点基本就是同步电压由正变负的过零点。V2截止状态持续的时间就是锯齿波的宽度——取决于充电时间常数R1C1。523.8.1同步信号为锯齿533.8.1

同步信号为锯齿波的触发电路4)双窄脉冲形成环节

内双脉冲电路

V5、V6构成“或”门当V5、V6都导通时，V7、V8都截止，没有脉冲输出。只要V5、V6有一个截止，都会使V7、V8导通，有脉冲输出。第一个脉冲由本相触发单元的uco对应的控制角

产生。隔60

的第二个脉冲是由滞后60

相位的后一相触发单元产生（通过V6）。533.8.1同步信号为锯齿543.8.1

同步信号为锯齿波的触发电路在三相桥式全控整流电路中，器件的导通次序为VT1-VT2-VT3-VT4-VT5-VT6，彼此间隔60

，相邻器件成双接通，所以某个器件导通的同时，触发单元需要给前一个导通的器件补送一个脉冲。

543.8.1同步信号为锯齿55正弦波同步的触发电路55正弦波同步的触发电路563.8.2

集成触发器可靠性高，技术性能好，体积小，功耗低，调试方便。晶闸管触发电路的集成化已逐渐普及，已逐步取代分立式电路。图3-52KJ004电路原理图KJ004

与分立元件的锯齿波移相触发电路相似,分为同步、锯齿波形成、移相、脉冲形成、脉冲分选及脉冲放大几个环节。563.8.2集成触发573.8.2

集成触发器完整的三相全控桥触发电路

3个KJ004集成块和1个KJ041集成块，可形成六路双脉冲，再由六个晶体管进行脉冲放大即可。

图3-53

三相全控桥整流电路的集成触发电路KJ041内部是由12个二极管构成的6个或门。573.8.2集成触发583.8.2

集成触发器模拟与数字触发电路以上触发电路为模拟的，优点：结构简单、可靠；缺点：易受电网电压影响，触发脉冲不对称度较高，可达3

~4

，精度低。数字触发电路：脉冲对称度很好，如基于8位单片机的数字触发器精度可达0.7

~1.5。583.8.2集成触发593.8.3

触发电路的定相

触发电路的定相——触发电路应保证每个晶闸管触发脉冲与施加于晶闸管的交流电压保持固定、正确的相位关系。措施：同步变压器原边接入为主电路供电的电网，保证频率一致。触发电路定相的关键是确定同步信号与晶闸管阳极电压的关系。图3-54

三相全控桥中同步电压与主电路电压关系示意图O

t

t1

t2uaubucu2ua-593.8.3触发电路603.8.3触发电路的定相O

t

t1

t2uaubucu2ua-图3-54三相全控桥中同步电压与主电路电压关系示意图◆分析三相全控桥

☞VT1所接主电路电压为+ua，VT1的触发脉冲从0

至180

的范围为

t1~

t2。

☞锯齿波的上升段为240

，上升段起始的30

和终了的30

线性度不好，舍去不用，使用中间的180

，锯齿波的中点与同步信号的300

位置对应。603.8.3触发电路的定相O613.8.3触发电路的定相

☞将

=90

确定为锯齿波的中点，锯齿波向前向后各有90

的移相范围。于是

=90

与同步电压的300

对应。

☞

=0

对应于ua的30

的位置，则同步信号的180

与ua的0

对应，说明VT1的同步电压应滞后于ua180

。☞对于其他5个晶闸管，也存在同样的对应关系。O

t

t1

t2uaubucu2ua-图3-54